畢業(yè)論文---水平儀的設計與研究

1、<p>　　畢業(yè)設計（論文）任務書</p><p>　　學院：電氣工程學院 系級教學單位：儀器科學與工程 </p><p>　本科畢業(yè)設計（論文）</p><p><b>　　摘要</b></p><p>　　基于傳感器、數字信號處

2、理、單片機技術的數字水平儀是當前傾角測試儀器數字化發(fā)展的方向。利用角度傳感器感應水平傾角，通過信號處理和單片機的控制、運算將傾角以數值的形式直接在數碼管上顯示或上傳到計算機進行顯示、處理，從而使角度測量變得方便、快捷， 實現了傾角的高精度測量。</p><p>　　本文提出了差動式傾角電容傳感器在分辨力為0．001mm/m 的智能電子水平儀的應用方案，差動輸出信號通過交流放大、整流濾波、直流放大后被送到A/D轉換

3、器。采用ICL8038集成芯片作為差動電容電橋的激勵電源，使用AD7706對所得信號進行A/D轉換，并給出了零點和溫度補償方法。通過對溫度補償原理的理論推導，提出了智能電子水平儀中的溫度補償策略。提出了使用軟件和硬件結合等多項自動補償與自動校正技術進行溫度補償，最大限度簡化了電路，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。</p><p>　　關鍵詞　智能電子水平儀；差動電容傳感器；溫度補償；自動調零</p>&

4、lt;p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Based on sensor, digital signal process and SCM technology，a high precision digital gradienter is introduced．By using angle sensor to measure level obliquity，an

5、d using M CU to control and calculate level obliquity，the value of level obliquity given by numerical form is showed through digitron，or uploaded to computer to display and process．The measurement by using the digital gr

6、adienter is convenient，while rapid operated，and has high precision．</p><p>　　The application proposal of differential capacitive sensor in intellectual electronic level gauge with resolution 0.001mm/m was in

7、troduced．Differential output signal was sent to the A / D converter, through the AC zoom, rectification filter and DC zoom. It used integrated chip ICL8038 to excite the differential capacitor bridge．AD7706 was used to c

8、onvert the sampling signals to digital signa1．Finally the key point for temperature compensation and zero compensation were introduced. Via the theore</p><p>　　Keywords　 intellectual electronic level gauge;

9、differential capacity principle; temperature compensation; Automatic zero adjust</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘要I</b></p><p>　　AbstractII</p>&l

10、t;p><b>　　第1章 緒論1</b></p><p>　　1.1 課題背景1</p><p>　　1.1.1 課題的目的和意義1</p><p>　　1.1.2 國內外在該方向的研究現狀及分析1</p><p>　　1.2 課題任務3</p><p>　　1.3 本文結構4

11、</p><p>　　第2章 電子水平儀的總體設計5</p><p>　　2.1 方案的確定5</p><p>　　2.1.1 溫度補償的方案6</p><p>　　2.1.2 零點補償的方案7</p><p>　　2.2 傳感器的選擇8</p><p>　　2.2.1 電容傳感器8

12、</p><p>　　2.2.2 本課題所采用的傳感器類型12</p><p>　　2.3 A/D轉換器的選擇12</p><p>　　2.3.1 AD轉換器的分類及介紹12</p><p>　　2.3.2 本課題中對AD轉換器的選擇14</p><p>　　2.4 單片機的選擇14</p>&

13、lt;p>　　2.5 本章小結15</p><p>　　第3章 系統(tǒng)的硬件設計16</p><p>　　3.1 傾角傳感器的設計16</p><p>　　3.1.1 差動電容傳感器測角原理16</p><p>　　3.1.2 差動電容傳感器結構設計16</p><p>　　3.2 角度轉換模塊的設計1

14、7</p><p>　　3.2.1 激勵源電路設計18</p><p>　　3.2.2 測量電橋20</p><p>　　3.2.3 第一級放大電路21</p><p>　　3.2.4 整流濾波電路23</p><p>　　3.2.5 第二級放大電路27</p><p>　　3.3 數

15、據處理模塊的設計29</p><p>　　3.3.1 信號采集與A/D轉換29</p><p>　　3.3.2 單片機測量系統(tǒng)設計33</p><p>　　3.3.3 LED顯示36</p><p>　　3.3.4 溫度與零點誤差補償38</p><p>　　3.4 本章小結41</p>&l

16、t;p>　　第4章 系統(tǒng)的軟件設計42</p><p>　　4.1 總體流程圖42</p><p>　　4.2 按鍵服務程序43</p><p>　　4.3 濾波程序43</p><p>　　4.4 AD轉換程序44</p><p>　　4.5 數據處理46</p><p>　

17、　4.6 LED顯示程序46</p><p>　　4.7 自動調零程序46</p><p>　　4.8 本章小結47</p><p><b>　　結論48</b></p><p><b>　　參考文獻49</b></p><p><b>　　致謝51&l

18、t;/b></p><p>　　附錄1 開題報告52</p><p>　　附錄2 文獻綜述61</p><p>　　附錄3 中期報告67</p><p>　　附錄4 文獻翻譯75</p><p>　　附錄5 文獻翻譯原文83</p><p><b>　　第1章 緒論&l

19、t;/b></p><p><b>　　1.1 課題背景</b></p><p>　　1.1.1 課題的目的和意義</p><p>　　水平儀從過去簡單的氣泡水平儀到現在的電子水平儀已經歷經多次更新。電子水平儀是一種非常急需的測量小角度的量具。用它可測量對于水平位置的傾斜度、兩部件相互平行度和垂直度，機床、儀器導軌的直線度，工作臺平面度，

20、以及平板的平面度等。在機械測量及光機電技術一體化技術應用中占有重要地位。</p><p>　　隨著精密制造技術的發(fā)展，已有的電子水平儀不能滿足精度要求，國內數顯式電子水平儀靈敏度、反應時間等與國外相比，差距較大。研究分辨率更高、性能更好的智能電子水平儀具有重要意義。</p><p>　　隨著計算機應用技術的不斷發(fā)展，微控制器在工業(yè)測量和控制領域內的應用越來越廣泛；在很多計量檢測儀器中應用了

21、單片機，使計量檢測儀器具有了一定程度的智能，但在電子水平儀中微控制器的應用尚不多見。</p><p>　　1.1.2 國內外在該方向的研究現狀及分析</p><p>　　目前國內已有的水平儀不能很好的滿足生產和應用的需求，國內電子水平儀的生產和研制能力與國外相比相對落后。尤其是存在著智能化程度不高，對數據缺乏處理能力，無法一次性測量出被測面傾斜角和方位角等缺點。近年來，國內在水平儀的研制開

22、發(fā)方面取得了不少進展。</p><p>　　湛江師范學院測試中心的孫國敏、林勁松研制的智能化水平儀，以單片機作為中樞系統(tǒng)配上傳感器、A/D轉換器等外圍部件，可自動檢測物體與標準水平面的傾斜程度。傳感器有兩個金屬圓筒構成，小圓筒固定在大圓筒內并密封。大圓筒和小圓筒之間充滿整個容量一半左右的流體介質。電介質呈粘滯性液體，在小圓筒內壁和大圓筒外壁各引出一根導線，當它水平時有一電容值，當平板發(fā)生一偏轉角度后，該圓柱電容值

23、的變化與偏轉角度的正切成線性關系，形如，a、b為常量，只與傳感器本身有關。每一個傾斜角度對應一個電容值，于是在測量物體的傾斜度時，可用電容值的變化來反應被測物體的傾斜角度，經A/D轉換和8031的處理后，傾斜角度由液晶顯示器顯示出來。不過該傳感器在靈敏度方面有所欠缺，有待于進一步改進[1]。</p><p>　　隨著光學應用領域的不斷擴展，也相應的產生了一些基于光電原理的光電式水平儀和激光式水平儀。上海交通大學的

24、李佳列、顏國正等研制的數字式電子水平儀，由帶CCD的普通探頭、CCD信號驅動板、整形電路、單片機及后繼電路四部分構成，采用普通水平儀的探頭、內灌黑色油狀液體放在一個暗盒內，頂部有一氣泡，氣泡長度為5～7mm之間，探頭一邊為毛玻璃和一組小燈泡，模擬出近似的平行光源，另一邊為有2160個象元的線陣CCD傳感器(該傳感器用到其中的2048個象元)。檢測水平度時，讓燈泡發(fā)光，有氣泡處CCD接收到光信號，輸出信號數字信號1(整形后)，無氣泡處光信

25、號被溶液吸收，輸出數字信號0。通過算法對串行信號的處理來判斷氣泡的位置，算出氣泡的中心，最后通過氣泡中心位置得到傾斜角度。研制出的樣機探頭長為28.7mm，圓柱面半徑為l所時，量程為±50′，分辨率達到23.1″，反應時間小于10ms(CCD采樣頻率為20MHz)[2]。</p><p>　　由南京理工大學應用物理系的袁紅星、賀安之等人研制的用PSD構成的全方位高準確度數字水平儀，是用連續(xù)型光電位置探測

26、器作為傳感器，由半導體激光器另加配重并懸掛于殼體頂部作為豎直基準，輔以高準確度信號變換電路，以單片機進行數據處理和顯示。當激光器的懸掛點距光敏面垂直距離R=100mm時，PSD敏感面為時，測量準確度達9.25″。測量范圍可達[3]。</p><p>　　軍械工程學院的牛燕雄等人研制出的激光水平儀是一種智能化顯示裝置儀器，該儀器在二維空間實時產生一條激光掃描線，使這條掃描線總是與地平線平行。它可安裝于運動物體上，采

27、集地平儀信號，在較大的視場顯示地平線，實時顯示出物體的運動姿態(tài)。應用于飛機上，可防止空間定向障礙；在醫(yī)學檢測重，利用手動信號來調節(jié)激光掃描線的位置，還可對人體進行某些病理檢測[4]。</p><p>　　目前生產中廣泛應用的電子水平儀在原理上以重物鉛垂線為直線基準，這類水平儀主要有電感式和電容式兩種。由于電容傳感器和其他傳感器相比有輸入能量極低，只需要非常小的輸入力就可以獲得較大的相對變化量，且結構簡單、運行可靠

28、等優(yōu)點，在目前廣泛應用的數字式電子水平儀中多采用這種傳感器。其中電容式電子水平儀的原理是將差動式電容傳感器的兩個固定極板固定在水平儀的底座上，當水平儀處于自然水平位置時，可動極板位于兩固定極板的正中位置，與兩個極板的間隙相等，電容量相等，電橋處于平衡狀態(tài)，輸出為零。當底座有微小傾斜時，裝在底座上的兩個極板隨之傾斜，于是可動極板與兩個固定極板之間的空氣間隙便不相等，造成電容量不等，從而破壞電橋的平衡，則輸出即為反應傾斜量的電壓信號[5]。

29、</p><p>　　目前國外數字式電子水平儀的產品主要有：瑞士Wyler公司和法國EDA公司的電子水平儀，美國Federal公司的V-4683電子水平儀聯機系統(tǒng)等。其中最著名的是瑞士Wyler公司，其生產的NT系列新型電子水平儀適用于測量小角度，主要用于測量工件表面的平面度，也可測量機床的幾何誤差，其中的NT11型平面式電子水平儀最高分辨率可達0.001mm/m，具有數字顯示功能，可選擇角度讀數和mm/m讀數，

30、國內的同類產品主要有青島前哨SDSIO和SDS11型，航空304所的TD-80型數字型電子水平儀，其最高精度均可達到0.001mm/m[6]。</p><p><b>　　1.2 課題任務</b></p><p>　?。ㄒ唬┭芯康幕緝热?lt;/p><p>　　本課題研究的主要內容是：</p><p>　　通過查閱資料了解

31、各種水平儀的結構設計特點，并在此基礎上根據課題要求確定要設計的水平儀的結構及設計的具體方案。對幾種非接觸式位移傳感器進行比較后，選擇了差動電容傳感器。</p><p>　　掌握水平儀的基本測量原理，本課題所設計的電子水平儀是根據擺原理，結合傳感器技術、微機測量技術設計而成的。</p><p>　　在掌握了測量原理的基礎上逐步進行系統(tǒng)電路的設計，包括單片機檢測電路、溫度補償電路以及零點補償電

32、路等。</p><p>　　確定溫度補償的方案，包括硬件補償和軟件補償。</p><p>　　采用匯編語言對單片機進行編程，以解決水平度計算、數碼顯示以及溫度補償等問題。</p><p>　?。ǘM解決的主要問題</p><p>　　1) 為了降低環(huán)境對自動檢測系統(tǒng)工作的影響，應設法減小系統(tǒng)對溫度的有害靈敏度。但是硬件電路的設計又不能太復雜

33、，而且還要提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性，這就在軟件方面對設計提出了要求。</p><p>　　2) 針對畢業(yè)設計的任務要求，本畢業(yè)設計擬設計一種采用差動電容式傳感器作為微驅動傳感器的電子水平儀，差動電容式傳感器的結構設計尤為重要，關系到因變量的確定，檢測方式的確定，計算的復雜程度以及單片機工作量的大小。</p><p>　　3) 在設計過程中，應綜合考慮引線屏蔽、電容器的邊緣效應等因素。<

34、;/p><p>　　4) 在軟件設計中，系統(tǒng)軟件完成的主要任務是：對信號采集進行編程控制，對采集到的數據進行分析處理，精確計算測量角度值并在數碼管上顯示出來。</p><p><b>　　1.3 本文結構</b></p><p>　　本文將圍繞設計一個完整的電容式傳感器信號處理系統(tǒng)的過程展開,包括角度轉換模塊和數據處理模塊。</p>

35、<p><b>　　本文主要內容如下：</b></p><p>　　第1章緒論，闡述了選題背景和意義，分析了國內外相關技術的發(fā)展動態(tài)及研究現狀，并對本論文的主要工作進行了介紹。</p><p>　　第2章，通過對角度轉換中涉及的傾角傳感器和信號調理以及數據處理中涉及的A/D轉換、數碼顯示等各部分綜合分析，確定本系統(tǒng)的總體方案，并給出系統(tǒng)總體結構框圖，為后續(xù)設

36、計做準備。</p><p>　　第3章，先簡單介紹了電子水平儀的結構原理、設計技術，并對其選型和性能進行分析。然后詳細介紹了角度轉換模塊和數據處理模塊中信號調理電路、A/D轉換電路、輸入輸出接口、顯示模塊，并詳細介紹了所用到的主要器件性能及其連接電路圖。</p><p>　　第2章 電子水平儀的總體設計</p><p><b>　　2.1 方案的確定<

37、;/b></p><p>　　電子水平儀的測量系統(tǒng)主要由機械系統(tǒng)、傾角傳感器、AD轉換、微處理器、數碼顯示五部分構成。進行測量時，水平儀發(fā)生微小傾斜，傳感器探頭與擺盤的相對位置發(fā)生變化，于是傳感器輸出與探頭、擺盤間距成正比的電壓信號，該電壓信號經過AD轉換送入單片機，按照測量算法就可得到傾斜角，結果通過LED數碼顯示器顯示出來。其系統(tǒng)的總體結構框圖如圖2-l所示。</p><p>　

38、　設計的智能電子水平儀的分辨力達到0.001mm/m，傳感電容的變化量僅有幾個或幾十個皮法，屏蔽環(huán)境干擾、導線布置、溫度等引起的寄生電容比傳感電容大得多，例如屏蔽電纜電容一般為100PF/m，多路開關輸入電容一般為8pF，而傳感器的電容約為1pF，雜散電容將待測電容傳感器信號淹沒，如何消除寄生電容的影響，把有用的微小信號拾取出來成為難點之一。本設計除在電容式傳感器的設計中采取措施外，根據已有的小電容測量電路原理[7]，設計了一種高分辨力

39、的信號調理電路。選擇檢測電路時主要從輸出信號的穩(wěn)定性和精度兩方面分別進行對比。而運算檢測電路的優(yōu)點不僅可以保證輸出的穩(wěn)定性，而且其輸出與變極距型傳感器的極距成正比，可以保證測量精度會大大高于其它測量電路。因此，本課題采用運算放大器檢測電路作為本課題的電容檢測電路。</p><p>　　2.1.1 溫度補償的方案</p><p>　　檢測系統(tǒng)都是由敏感組件、變換放大環(huán)節(jié)等幾個基本環(huán)節(jié)組合而成

40、。這些基本環(huán)節(jié)的靜特性都與環(huán)境溫度有關。對于電子線路而言，由于電阻的阻值、電容器的電容值、二極管和三級管的特性都隨環(huán)境溫度而變化[8]，導致放大器的放大倍數以及直流放大器的零點也隨環(huán)境溫度而變化。因此對于測量儀器特別是精密測量儀器來說，溫度補償的質量直接影響儀器的總精度。由于溫度對電路及電介質的影響幾乎與信號具有相同的數量級而使儀器無法正常工作[9,10]，為此就必須對其進行溫度補償。</p><p>　　為降低

41、環(huán)境對自動檢測系統(tǒng)工作的影響，應設法減小系統(tǒng)對溫度的有害靈敏度。主要從兩方面著手，一方面減小自動測量系統(tǒng)輸出零點對溫度的有害靈敏度；另一方面減小自動檢測系統(tǒng)靈敏度對溫度的敏感性。常用的溫度補償方法有以下兩種：</p><p><b>　　并聯式溫度補償</b></p><p>　　并聯式溫度補償即是人為地附加一個溫度補償環(huán)節(jié)，并與被補償自動檢測系統(tǒng)(或其組成環(huán)節(jié))成并

42、聯形式，為達到溫度補償目的，應按下列條件選擇溫度補償環(huán)節(jié)</p><p><b>　　(2-1)</b></p><p>　　式中——自動檢測系統(tǒng)的零點(其值隨T而變，是T的函數)</p><p>　　——自動檢測系統(tǒng)的靈敏度(其值隨T而變，是T的函數)</p><p>　　式(2-1)表明，按選擇參數，可使自動檢測系統(tǒng)

43、靈敏度提高一倍。理論上并聯式溫度補償可以實現完全補償，但實際上只能進行近似補償，特性曲線的溫度補償只能做到兩點或三點是全補償，其它的點不是過補償就是欠補償。適用于檢測系統(tǒng)中溫度敏感參數的單一溫度補償。</p><p><b>　　反饋式溫度補償原理</b></p><p>　　該原理利用反饋原理，通過自動調整過程，始終保持自動檢測系統(tǒng)的零點和靈敏度不隨溫度而變化。反饋

44、式溫度補償有兩個關鍵問題：一是把自動檢測系統(tǒng)的輸出零點、靈敏度通過某個環(huán)節(jié)(電路)檢測出來，并變換成適于進行比較的信號，如電壓信號；二是通過某一控制過程產生控制作用，自動改變和以達到自動補償掉環(huán)境溫度T對口和的影響。反饋式溫度補償適用于檢測系統(tǒng)中復雜溫度敏感參數的綜合溫度補償，但其硬件電路的設計和實現比較復雜。</p><p>　　已有的溫度補償一般采用軟硬件結合的辦法進行補償，本設計中也采用這種方法，使用溫度傳

45、感器作為測溫元件對儀器進行溫度補償，同時使用查表的方法進行軟件補償。</p><p>　　2.1.2 零點補償的方案</p><p>　　零點漂移是所有傳感儀表都必須考慮的一個問題，本文基于所設計的電子水平儀，提出了一種用單片機控制數字電位器實現水平儀自動調零的方法，并給出了硬件設計電路和軟件控制流程。</p><p>　　傳統(tǒng)的儀表調零大多采用在控制面板上安裝機械

46、電位器進行調整。為實現精確調節(jié)，必須采用體積較大的多圈精密電位器，通過手動旋轉電位器實現零點調整[11]。這種方法不僅操作麻煩，也不利于實現傳感儀表的小型化和便攜式。本文設計的電子水平儀提出了一種基于數字電位器和單片機的儀表數字調零方法，可以快速準確地實現儀表自動調零。</p><p>　　2.2 傳感器的選擇</p><p>　　傳感器的分類方法多種多樣，按照其測量原理可分類為電阻式傳感

47、器、電感式傳感器和電容式傳感器[12]。</p><p>　　在本課題中，若采用電阻式傳感器作為傾角傳感器，由于電阻式傳感器是接觸式測量，所以將傳感器的一端固定在上端蓋，探頭與擺盤固連在一起。當殼體傾斜時，傳感器輸出并不靈敏，輸出值的誤差也相當大，原因是要驅動電阻式傳感器需要比較大的力，而機械系統(tǒng)無法提供那么大的力，因此電阻式傳感器不適于本課題，本課題中的傾角傳感器采用非接觸式的比較合適。在非接觸式位移測量方面，

48、與電感傳感器相比，電容式傳感器測量精度更高，靈敏度也更好，因此在本課題中選用電容式位移傳感器。</p><p>　　2.2.1 電容傳感器</p><p><b>　　電容傳感器的優(yōu)點</b></p><p>　　電容式傳感器具有一系列突出的優(yōu)點，如結構簡單、體積小、分辨率高、可非接觸式測量等。這些優(yōu)點，隨著電子技術的迅速發(fā)展，特別是集成電路的

49、高速發(fā)展，將得到進一步的體現，而它存在的分布電容、非線性等問題以又將不斷地得到克服，因此電容式傳感器有著非常好的應用前景[13,14]。</p><p>　　電子水平儀采用一個具有可變參數的電容作為傳感器，有兩個平行板組成的電容器的電容量為：</p><p><b>　　(2-2)</b></p><p>　　當被測參數使得A、d或ε發(fā)生變化時

50、，電容量C也隨之變化。</p><p><b>　　電容傳感器的分類</b></p><p>　　按照變化參量的不同，電容式傳感器可分為變極距型、變面積型和變介質型三種類型，以下對這三種類型的電容傳感器分別予以介紹。</p><p>　　1．變極距型電容傳感器</p><p>　　如圖2-3變極距型電容傳感器原理圖所示。

51、傳感器的ε和A為常數，初始極距為。</p><p>　　由式(2-2)可知其初始電容量，當動極板因被測量變化而向上移動使減小，電容量增大則有：</p><p><b>　　(2-3)</b></p><p>　　可見,傳感器輸出特性是非線性的。由式（2-3）可知：</p><p>　　電容相對變化量為 </p&g

52、t;<p><b>　　(2-4)</b></p><p><b>　　上式按級數展開為</b></p><p><b>　　(2-5)</b></p><p>　　略去式（2-5）中的高次（非線性）項，可得近似的線性關系和靈敏度S分別為</p><p><

53、b>　　(2-6)</b></p><p>　　和 (2-7)</p><p>　　如果考慮式(2-5)的線性項及二次項，則</p><p><b>　　(2-8)</b></p><p>　　因此，以式(2-6)作為傳感器的特

54、性使用時，其相對非線性誤差為</p><p><b>　　(2-9)</b></p><p>　　由上討論可知：1)變極距型電容傳感器只有在很小(小測量范圍)時，電容才有近似的線性輸出；2)靈敏度S與初始極距的平方成反比，故可以用減小的辦法來提高靈敏度。由于變極距型的分辨力很高，可測小至的線位移，故在微位移檢測中應用很廣。</p><p>　　

55、2．變面積型電容傳感器</p><p>　　如圖2-4變面積型電容傳感器原理圖所示。它與變極距型不同的是，被測量通過動極板移動，引起兩極板有效覆蓋面積A改變，從而得到電容的變化。</p><p>　　設動極板相對定極板沿長度方向平移時，則電容為：</p><p><b>　　(2-10)</b></p><p>　　式中

56、為初始電容，相對變化量為：</p><p><b>　　(2-11)</b></p><p>　　很明顯，這種傳感器的輸出特性呈線性。因而其量程不受線性范圍的限制，適合于測量較大的直線位移和角位移。它的靈敏度為</p><p><b>　　(2-12)</b></p><p>　　3．變介質型電容傳

57、感器</p><p>　　如圖2-5變介質型電容傳感器原理圖所示，兩平行極板固定不動、極距為，相對介電常數為的電介質以不同深度插入電容器中，從而改變兩種介質的極板覆蓋面積。傳感器的總電容量C為兩個電容和的并聯結果。由式(2-2)得</p><p><b>　　(2-13)</b></p><p>　　式中、為極板長度和寬度，為第二種介質進入極間

58、的長度。</p><p>　　若電介質l為空氣，當時傳感器的初始電容</p><p><b>　　(2-14)</b></p><p>　　當介質2進入極間后引起電容的相對變化為</p><p><b>　　(2-15)</b></p><p>　　可見，電容的變化與電介質2

59、的移動量成線性關系。</p><p>　　2.2.2 本課題所采用的傳感器類型</p><p>　　針對本課題對傳感器測量傾角的要求，變介質型傳感器并不適合角度測量，變面積型傳感器雖然可以用于角度的測量，但精度不高，普通單片式變極距型傳感器存在靈敏度較低，輸出電容非線性誤差較大的缺點。差動電容式傳感器的靈敏度高、非線性誤差小，同時還能減小靜電引力給測量帶來的影響，并能有效地改善由于溫度等環(huán)

60、境影響所造成的誤差，因而在許多測量控制場合中，用到的電容式傳感器大多是差動式電容傳感器。然而，電容式傳感器的電容值十分微小，必須借助信號調理電路，將微小電容的變化轉換成與其成正比的電壓、電流或頻率的變化，這樣才可以顯示、記錄以及傳輸。本課題采用差動式變極距型傾角傳感器。</p><p>　　2.3 A/D轉換器的選擇</p><p>　　實現模數轉換的方法有很多，不同的電路結構的ADC的工

61、作原理差異很大，性能上的差異也可能很大。本節(jié)主要按轉換電路和工作原理的不同對ADC進行粗略的分類介紹。</p><p>　　2.3.1 AD轉換器的分類及介紹 </p><p>　　實現AD轉換的方法有很多，常見的有逐次逼近法、計數法、積分法、電壓頻率轉換法、Σ-Δ轉換法等。</p><p><b>　　1．逐次逼近型</b></p>

62、;<p>　　這種ADC是用一個電壓比較器將模擬輸入電壓與一個n位DAC的輸出電壓進行比較，這個n位DAC的數字輸入是由一個逐次逼近寄存器提供的。逐次逼近寄存器在轉換器的控制電路控制下，從高位到低位逐位被置1或清0，使DAC的輸出電壓逐步逼近模擬輸入電壓，經過n次比較和逼近，最終逐次逼近寄存器中的數字(即DAC的輸入)就是模數轉換的結果。在中低速場合得到廣泛的應用。</p><p><b>

63、;　　2．跟蹤計數器</b></p><p>　　跟蹤計數型與逐次逼近型有相似之處，但轉換器包含一個電壓比較器和一個n位DAC，一個可逆計數器代替了逐次逼近寄存器和控制邏輯，可逆計數器在時鐘脈沖作用下不停的計數，計數器的值作為DAC的輸出不停地跟蹤模擬輸入電壓，計數器的值即為ADC的數字輸出值。跟蹤計數型ADC的電路結構比逐次逼近型簡單，計數器能及時跟蹤模擬輸入電壓，特別適用于需要快速跟蹤的伺服系統(tǒng)。

64、</p><p><b>　　3．積分型</b></p><p>　　從轉換型號的關系來說，積分型ADC屬于間接轉換型。轉換器中的積分器把模擬輸入電壓轉換成與之成比例的時間間隔，在這時間間隔內一個n位計數器對頻率固定的時鐘脈沖計數，最終的計數值與時間間隔成正比，反映了輸入平均電壓的大小。為了減小積分器的元件參數和參考電壓對積分精度的影響，通常要對輸入電壓和參考電壓各進

65、行一次積分，因此又稱為雙積分型ADC。積分器和計數器結構簡單，成本低，此外積分器具有低通特性，能抑制高頻噪聲，但工作速度低，因此積分型ADC被廣泛用于低頻、高精度的數字儀表電路中．</p><p><b>　　4．壓頻轉換型</b></p><p>　　壓頻轉換又稱為VF轉換，首先把模擬電壓轉換成頻率與該電壓成正比的脈沖信號，然后在單位時間內用計數器對脈沖計數，計數值

66、與頻率成正比，反映了模擬電壓的大?。@然，VF型也屬于間接轉換型，中間變量是頻率。專用的VF轉換芯片已非常成熟，再與計數器配合可以構成高分辨率、低成本的ADC。</p><p><b>　　5．Σ-Δ型</b></p><p>　　Σ-Δ型ADC以很低的采樣分辨率(1位)和很高的采樣速率將模擬信號數字化，利用過采樣計數、噪聲整形和數字濾波計數增加有效分辨率。近年來Σ-

67、Δ模數轉換計數發(fā)展很快，轉換分辨率可以高達24位，在各類模數轉換器中分辨率是最高的，因此在低成本、高分辨率的低頻信號處理場合得到了廣泛的應用，有取代雙積分型ADC的趨勢。</p><p>　　2.3.2 本課題中對AD轉換器的選擇</p><p>　　由于本課題設計的水平儀精度較高，所以需要選用高分辨率的AD轉換器，考慮轉換速度、成本等因素選用Σ-Δ型AD轉換器AD7706。AD7706受

68、溫度的影響比較小，滿足水平儀工作環(huán)境溫度變化的要求，這種器件還具有高分辨率、寬動態(tài)范圍、自校準、優(yōu)良的抗噪聲性能以及低電壓、低功耗等特點，非常適合應用在儀表測量、工業(yè)控制等領域[15]。</p><p>　　目前Σ-Δ型AD轉換器主要用于高分辨率的中、低頻(直至直流)測量中。Σ-Δ型AD轉換器與傳統(tǒng)的LPCM型ADC不同，不是直接根據信號的幅度進行量化編碼，而是根據前一采樣值與后一采樣值之差(增量)進行量化編碼。

69、它是根據信號的包絡形狀進行量化編碼。一方面Σ-Δ型AD轉換器采用了極低位(1bit)的量化器，非常適合MOS技術實現，制造簡單。另一方面它采用了極高的采樣頻率和Σ-Δ調制技術，可獲得極高的分辨率。因此它是用高采樣率來換取高位量化的。Σ-Δ型AD轉換器以極低的采樣分辨率(1位)和很高的采樣頻率將模擬信號數字化，通過過采樣技術、噪聲整形和數字濾波技術增加有效分辨率，去除多余信息，減輕數據處理的負擔。而且Σ-Δ型AD轉換器的微分線性和積分線性

70、性能優(yōu)秀，不像其他類型的模數轉換器那樣需要修調。</p><p>　　2.4 單片機的選擇</p><p>　　單片機由于集成度高、功能強、通用性好、體積小、重量輕、能耗低、價格便宜、可靠性高、抗干擾能力強和使用方便等獨特優(yōu)點，使得單片機得到迅速推廣和應用，它已成為測量控制系統(tǒng)中的關鍵部件。單片機可分為通用機和專用機兩種，本測控系統(tǒng)應采用通用機，自己設計接口和程序。</p>

71、<p>　　本系統(tǒng)中采用美國ATMEL公司生產的低電壓，高性能的CMOS 8位單片機AT89C55WD。片內含20KB的可反復擦寫的Flash只讀程序存儲器和256 bytes的RAM，器件采用ATMEL公司的高密度、非易失性存儲技術生產，兼容標準MCS-5l指令系統(tǒng)，引腳兼容工業(yè)標準89C5l和89C52芯片，片內置通用8位中央處理器和Flash存儲單元，內置功能強大的微處理器可提供許多高性價比的解決方案，適用于多數嵌入式應

72、用系統(tǒng)。AT89C55WD有40個引腳，32個外部雙向輸入/輸出(I/O)端口，同時內含2個外中斷口，2個l6位可編程定時計數器，2個全雙工串行通信口，2個讀寫口線，以及片內時鐘電路。AT89C55WD具有PLCC、PDIP和TQFP三種封裝形式， 以適應不同產品的需求，本測量系統(tǒng)采用的是PDIP封裝。</p><p>　　本測量系統(tǒng)采用AT89C55WD的主要原因是，程序中計算部分所占用的ROM空間較大，若采用

73、普通內置8KROM的單片機，由于空間不夠會導致燒寫失敗，而AT89C55WD有20K Flash ROM，足夠使用。同時AT89C55WD內置的看門狗電路也避免了再進行外圍擴展。</p><p><b>　　2.5 本章小結</b></p><p>　　本章對水平儀的測量系統(tǒng)進行了整體上的設計，機械系統(tǒng)，位移傳感器、AD模塊、微處理器、數碼顯示五部分構成了水平儀的測量

74、系統(tǒng)。對測量系統(tǒng)所采用的傳感器進行了選擇，在選定采用電容式傳感器的基礎上，分析了三種不同類型的電容傳感器，選定了差動式變極距型電容傳感器作為本測量系統(tǒng)的位移傳感器。對單片機及AD轉換器進行了分析和選擇，最后根據本設計的需要選擇了AT89C55WD單片機和AD7706轉換器。</p><p>　　第3章 系統(tǒng)的硬件設計</p><p>　　3.1 傾角傳感器的設計</p>&l

75、t;p>　　3.1.1 差動電容傳感器測角原理</p><p>　　差動電容傳感器越來越廣泛地應用于諸如壓力、加速度、直線位移、轉角等物理量的測量，其電路結構依測量要求不同而不同，但其基本原理都是利用比例信號處理法以傳感器電容容量的變化來反映被測量的變化，電容變化可以是線性或非線性的。所謂比例信號處理法即用傳感器中兩電容之差與兩電容之和的比值來線性地反映被測量。因此需要專門的信號處理電路將傳感器電容變化轉換

76、為易于檢測的電量，已經出現的技術方法有開關-電容(S/C)法，模數轉換(A/D)法、電容/頻率轉換法、電容/相位轉換法等，其中適用于CMOS集成電路的S/C法由于時鐘饋線的影響精度較低，C/F法可以達到很高的精度，但由于需要微處理器來進行比例運算而難以滿足時實、快速的要求。近年來，人們在提高精度和速度方面不斷探索，提出了各種提高精度和速度的方法，本設計采用A/D轉換法。</p><p>　　3.1.2 差動電容傳

77、感器結構設計</p><p>　　設計采用傾角傳感器為專門設計定制的差動電容式傳感器,其結構簡圖如圖3-1所示。</p><p>　　固定極板與水平儀底座和測量平面固定在一起，動極板由懸絲懸掛，當被測平面有一定傾角時，由于重力作用，動極板始終保持豎直狀態(tài)，與一固定極板的極距減小，而與另一極板極距增大，形成差動輸出。</p><p><b>　　由幾何關系可

78、知:</b></p><p><b>　　(3-1)</b></p><p>　　由于所測傾角變化極小，可認為動極板與固定極板始終平行。由式(3-1)可以看出θ與Δd之間成線性關系。</p><p>　　3.2 角度轉換模塊的設計</p><p>　　角度轉換模塊就是將傳感器敏感的角度信號轉換為電信號，然后經

79、過調理、放大、濾波、運算分析等的加工處理， 以抑制有害干擾噪聲、提高信噪比，便于進一步的傳輸和后續(xù)處理。電路結構主要由傳感器角度測量和電信號調理2部分組成，其工作原理如圖3-3所示：</p><p>　　3.2.1 激勵源電路設計</p><p>　　為了減小激勵源輸出電壓波形失真及減小干擾信號對傳感器輸出信號的干擾，設計中采用精密波形發(fā)生器集成芯片ICL8038作為激勵源。</p&

80、gt;<p>　　ICL8038的主要特點:</p><p>　　ICL8038波形發(fā)生器輸出頻率范圍廣(0.001Hz～300kHz)，輸出電平高(TTL～28V)，帶有自校準系統(tǒng)，輸出頻率在很寬的溫度范圍內及不同供電電壓保持穩(wěn)定。可同時輸出任意的三角波、矩形波和正弦波等，占空比范圍為2%～98%，低失真正弦波為1%，低溫度漂移為50ppm/℃，三角波輸出線性度為0.1%，工作電源為 ±

81、5V～±12V 或者+ 12V～+ 25V。</p><p><b>　　內部結構</b></p><p>　　由圖3-5可知，該芯片由三角波振蕩電路、比較器1、比較器2、觸發(fā)器、三角波—正弦波變換電路、恒流源CS1、CS2等組成。</p><p><b>　　3.工作過程</b></p><

82、p>　　恒流源CS1、CS2主要用于對外接電容C進行充電放電，可利用4、5腳外接電阻調整恒流源的電流，以改變電容C的充放電時間常數，從而改變10腳三角波的頻率。兩個比較器分別被內部基準電壓設定在23Vs與13Vs。使兩個比較器必須在大于23Vs或小于13Vs的范圍內翻轉。其輸出同時控制觸發(fā)器，使其一方面控制恒流源CS2的通斷，另一方面輸出方波經集電極開路緩沖器，由9腳輸出方脈沖，而10腳經緩沖器直接由3腳輸出三角波，另外還經三角波

83、—正弦波變換電路由2腳輸出低失真正弦波。當C上電壓上升到比較器1的門限電壓23Vs時，觸發(fā)器輸出Q=1。開關S導通，CS2把電流I2加到C上反充電，當I2>I1時, 相當于C由一個凈電流I2-I1放電，此時C上電壓逐漸下降, 當下降到比較器2的門限電壓13Vs時，R·S觸發(fā)器被復位，Q=0，于是S斷開CS2，僅有CS1對C充電，如此反復形成振蕩。當兩個電流源CS1、CS2的電流分別設定為I、2I時，電容C上的充電、放電時

84、間相等，則10腳三角波以及變換的正弦波就是對稱的，方波的占空比是50%。若恒流源CS1、CS2的電流不滿足上述關系，則3腳輸出非對稱的鋸齒波，2腳輸出</p><p>　　4. 激勵源連接電路</p><p>　　激勵源電路圖如圖3-6所示，為減小輸出正弦波波形失真，管腳11與管腳l2之間的82KΩ采用可變電阻。采用可變電阻后失真率范圍可小于1％，為進一步減小失真，采用兩個100KΩ的電位

85、器(見圖3-6)，這樣連接后失真會減小為0．5％左右。圖3-6中741的作用是為正弦輸出提供緩沖及可變增益，即改變輸出幅值的作用。</p><p>　　圖3-6激勵源電路圖</p><p>　　3.2.2 測量電橋</p><p>　　采用溫度特性良好的精密電阻與差動電容傳感器來組成阻容電橋，兩個精密電阻的參數選擇盡量完全匹配，如圖3-7所示。</p>

86、<p>　　圖3-7 電橋電路圖</p><p>　　電橋的不平衡輸出電壓u2與激勵源電壓u1之間的關系為</p><p><b>　　(3-2)</b></p><p>　　其中R為橋臂電阻；d為電容兩極板之間的距離；Δd為電容兩極板間距離的變化量；ω為激勵源角頻率；ε為電介質常數；s為電容極板面積； u1為激勵源電壓；u2為電橋

87、不平衡電壓輸出。</p><p><b>　　令，則，則上式變?yōu)?lt;/b></p><p><b>　　(3-3)</b></p><p>　　因為，所以上式簡化為</p><p><b>　　(3-4)</b></p><p><b>　　式中

88、為靈敏度。</b></p><p>　　由式(3-4)可以看出，在激勵源不變的條件下，電橋不平衡輸出電壓u2與Δd成一簡單的線性關系，由式(3-1)可知與傾角θ也成一簡單的線性關系。對正弦波形輸出電壓及放大后的交流電橋輸出電壓同時采樣由式(3-4)可以看出，電橋不平衡電壓輸出u2，與激勵源電壓ul之比在△d一定的情況下為常數。設計中對ul及u2同時進行采樣，并將兩路信號與溫度信號(共三路信號)送人AD

89、7706進行AD轉換。用u2與ul的比值作為最終的采樣值，再以此比值進行標定，這樣就可以消除干擾信號產生的激勵源波形的失真。</p><p>　　3.2.3 第一級放大電路</p><p>　　從電橋輸出的信號為交流信號，為便于后續(xù)處理先對其進行信號放大。在精度要求不是太高的情況下采用通用運放組成的信號放大電路是可行的，但是由于通用運放放大電路的外接電阻很難精密匹配，由分立原件組成的放大電

90、路共模抑制比不高，會影響到檢測精度。有鑒于此，在本課題中采用了集成儀用放大器。美國AD公司開發(fā)了許多性能優(yōu)良的儀表專用放大器芯片，如：AD521、AD524、AD620、AD624等，這些芯片現在已經廣泛應用到各種電路設計中。由于AD620具有精度高、增益選擇范圍大和高性價比等特點，本課題采用該芯片作為放大器芯片，其主要特點見表3-1：</p><p>　　表3-1 AD620的特性</p><

91、;p>　　為了正確地使用AD620，發(fā)揮其固有的性能，在使用中應該注意AD620的輸入過載能力，兩個輸入端應分別串聯一只400Ω的薄膜電阻，這樣可以安全地承受長達幾小時的輸入高達+15V或+6mA的過載，這種保護功能對所有增益均有效，當信號源和放大器分別供電時更為重要。</p><p>　　如圖3-8所示為AD620引腳圖，圖3-9為AD620電路原理圖。</p><p>　　圖3-

92、9 AD620電路原理圖</p><p>　　只要在l、8針腳之間加入一個外部增益控制電阻RG，就可以靈活的調節(jié)增益，增益方程式為，由此可以得出，對于所需要的增益，則外部控制增益電阻值為。為了減小輸人端的噪聲干擾采用屏蔽電纜方法。對屏蔽給予適當的驅動，可減小電纜電容和雜散電容造成的差分相移，保證交流共模抑制比不下降，圖3-9為差分屏蔽驅動接法。</p><p>　　3.2.4 整流濾波電路

93、</p><p><b>　　1.交直流轉換電路</b></p><p>　　經過交流放大后的交流信號還需要被轉換成直流信號才能進行AD轉換。美國MAXIM公司的產品MAX536A可以有效的實現交流/直流有效值的轉換。該集成芯片外圍電路簡單，性能優(yōu)越。它可以計算出包含交流和直流成分的任何復雜輸入波形的有效值，并能轉換成直流信號出口。</p><p&

94、gt;　　MAX536A可以接受的輸入信號在0-7V(按有效值計算)之間，輸入信號電壓的極限峰值在±25V之間，可以采用單電源供電和雙電源供電兩種工作模式，單電源供電時電源電壓最大值是+36V，雙電源供電時電源電壓最大值是±18V。</p><p>　　如圖3-10所示為MAX536A引腳圖，圖3-11為MAX536A電路原理圖。MAX536A采用雙電源供電模式，供電電壓為±15V。

95、連接在4和14針腳的電容CAV是一個重要的參數，CAV越大轉換精度越高，但是輸出穩(wěn)定時間越長，由于水平儀為靜態(tài)測量，對輸出穩(wěn)定時間要求不高，因此經查閱取CAV=5μF，信號穩(wěn)定時間約為0.5S，精度約為0.1%。MAX536A的轉換精度可以通過外圍的器件來改善，R4用以調整偏移量，通過調整R4保證當信號輸入端Vm輸入為零時信號輸出端Vout輸出也為零；通過調整R1可以對輸出信號進行校正。其中R1=500Ω，R2=365Ω，R3=750K

96、Ω，R4=50KΩ。</p><p>　　圖3-11 MAX536A電路原理圖</p><p><b>　　2.整流濾波</b></p><p>　　在本測量系統(tǒng)中，經過交直流轉換后，信號是一個靜態(tài)的直流信號，可以肯定頻率在10Hz以下。故所選擇的濾波器必須能夠無損耗的通過10Hz以內的信號，同時為了濾除50Hz的工頻干擾，就要求濾波器的過渡帶

97、很窄，即過渡帶內增益衰減很快。滿足這一要求就是要選用高階濾波器。但是高階有源RC濾波電路結構復雜，所用元器件多，占用儀器體積，同時也不利于電路參數的調整。所以這里選用有源集成濾波器巴特沃思類型的濾波器。</p><p>　　在本課題中選擇MAXIM公司的單片集成五階巴特沃思低通濾波器MAX280。它是由內部四階開關電容網絡與外接一組RC元件構成的五階巴特沃思低通濾波器，通帶增益為1，可以調節(jié)的最高轉折頻率fcma

98、x=20KHz。用兩級器件級聯可實現十階濾波電路腳。</p><p>　　如圖3-12MAX280原理圖所示，輸入信號經外部一階RC網絡，由第1腳輸入芯片，該芯片要求電容C由第1腳與內部開關電容網絡耦合。為實現巴特沃思特性要求，要求滿足RC=1.62/(2πf)。此外該RC低通網絡還起抗混疊濾波作用。第8腳為緩沖輸出端，從該端輸出時會引入2～20mV失調電壓。為減小失調電壓，也可以從第7腳直接輸出，但該端輸出阻抗

99、較高，因此使用時應外接緩沖器后輸出。</p><p>　　器件第5引腳為時鐘輸入端，該端懸空時，以內部時鐘fclk=140KHz驅動，外接Rclk、Cclk。元件可將驅動脈沖頻率調整到更低，也可外接其它時鐘發(fā)生器作外驅動。第4腳為分頻比fclk/fc編程端，接正電源時為100，即時鐘頻率與濾波器截至頻率的比值為100：接地時為200，時鐘頻率與濾波器截至頻率的比值為200：接負電源時為400；時鐘頻率與濾波器截至

100、頻率的比值為400。</p><p>　　由上述內容可知基于MAX280集成濾波器的濾波器電路的設計，關鍵在于確定外接一階濾波電路的R、C的值和轉折頻率fc。設計過程如下：</p><p>　　首先，根據應用要求確定濾波器的轉折頻率fc。本應用系統(tǒng)有用信號頻率在10Hz以下的頻帶內，所以選擇轉折頻率fc=10Hz。其次，根據選擇的轉折頻率決定外接一階濾波器R、C的值。該外部電阻電容是濾波器

101、反饋網絡的一個部分，同時也構成了濾波器的一個極點。為了達到通帶內最大平坦度的幅值響應，外部電阻電容應該由下式來確定：</p><p><b>　　(3-5)</b></p><p>　　這里fc為濾波器選擇的轉折頻率，根據應用要求為10Hz，則RC可取0.0258，取R為250KΩ，C應為0.103uF，為滿足電容序列值要求實際取電容0.1uF。</p>

102、<p>　　再次，由轉折頻率確定開關電容濾波器的驅動時鐘頻率，即確定Rclk、Cclk的值。內部四階開關電容濾波器由內部時鐘驅動，這個內部時鐘又由選擇的轉折頻率決定。為了達到通帶內最大平坦度的幅值響應，驅動時鐘應設置為轉折頻率的100倍，即第4腳分頻比fclk/fc編程端應接正電源，所以驅動時鐘頻率為1K．時鐘頻率可以由下式來確定</p><p><b>　　(3-6)</b>&

103、lt;/p><p>　　因為處理誤差，fclk可能會有±19.5％的誤差。這個振蕩頻率能通過一個接在Cclk與地之間的電位器來調節(jié)，這個電位器就是Rclk。調節(jié)后的時鐘頻率由下式計算：</p><p><b>　　(3-7)</b></p><p>　　這里的fclk是Rclk為0時的時鐘頻率。當用了電位器后，新的時鐘頻率總是高于未加電位

104、器時的頻率。為了得到比較寬的頻率調節(jié)范圍，可以首先通過式(3-6)初步計算Cclk，然后將Cclk的值增大，并用電位器調節(jié)得到f′clk。例如這里要得到lK的時鐘頻率，由式(3-6)初步計算得到Cclk為3900pF，將這個值增大，取值6800pF，并用50K的電位器，則時鐘頻率就能夠在500Hz到1.56kHz之間調節(jié)。這個時鐘頻率能夠在第5引腳用一個低電容探頭測得。</p><p>　　如圖3-13所示為MA

105、X280電路原理圖：其中R=250KΩ，C=0.1μF，Rclk=50KΩ，Cclk=6800pF。</p><p>　　圖3-13MAX280電路原理圖</p><p>　　3.2.5 第二級放大電路</p><p>　　經過直流濾波電路的處理后，信號會有較大的衰減，直流電壓幅度達不到系統(tǒng)的要求，因此需要對直流電壓信號進行放大處理。本文中選用了斬波穩(wěn)零運算放大器I

106、CL7650。</p><p>　　ICL7650是Intersil公司利用動態(tài)校零技術和CMOS工藝制作的斬波穩(wěn)零式高精度運放，它具有輸入偏置電流小、失調小、增益高、共模抑制能力強、響應快、漂移低、性能穩(wěn)定及價格低廉等優(yōu)點。這種運算放大器由一個時鐘控制，分節(jié)拍工作，前一節(jié)拍將輸入失調采集并存儲于一電容中，后一節(jié)拍采樣和放大信號，并將此刻的失調相抵消，所以電路總的失調很少，性能極為優(yōu)越、穩(wěn)定[16]。</p

107、><p><b>　　芯片結構</b></p><p>　　ICL7650 采用14 腳雙列直插式和8腳金屬殼兩種封裝形式，圖3-14所示是最常用的14腳雙列直插式封裝的引腳排列圖。</p><p><b>　　工作原理</b></p><p>　　ICL7650利用動態(tài)校零技術消除了CMOS器件固有的

108、失調和漂移，從而擺脫了傳統(tǒng)斬波穩(wěn)零電路的束縛，克服了傳統(tǒng)斬波穩(wěn)零放大器的這些缺點。ICL7650的工作原理如圖3-15所示。圖中，MAIN是主放大器，NULL是調零放大器。電路通過電子開關的轉換來進行兩個階段工作，第一是在內部時鐘的上半周期，電子開關A和B導通，和C斷開，電路處于誤差檢測和寄存階段；第二是在內部時鐘的下半周期，電子開關和C導通,A和B斷開，電路處于動態(tài)校零和放大階段。</p><p>　　由于IC

109、L7650中的NULL運算放大器的增益AON一般設計在100dB左右，因此，即使主運放MAIN的失調電壓VOSN達到100mV，整個電路的失調電壓也僅為1μV。由于以上兩個階段不斷交替進行，電容CN和CM將各自所寄存的上一階段結果送入運放MAIN、NULL的調零端, 這使得電路幾乎不存在失調和漂移，可見，ICL7650是一種高增益、高共模抑制比和具有雙端輸入功能的運算放大器。</p><p><b>　

110、　電路原理</b></p><p>　　ICL7650內部為交流放大，在對直流信號進行調制、放大、解調、輸出放大后的直流信號過程中，輸出端會出現由于ICL7650內部時鐘斬波頻率所引起的一些微小尖峰脈沖的干擾。為了保證輸出信號的質量，必須在輸出端加低通濾波器，這里選用RC低通濾波電路。如圖3-16 ICL7650電路原理圖所示，R4、R5和C3、C4組成RC低通濾波電路，考慮到ICL7650內部時鐘斬