高頻同步整流buck變換器的設計與仿真畢業(yè)論文

1、<p>　　編號 </p><p><b>　　XXXX大學</b></p><p><b>　　畢業(yè)設計</b></p><p><b>　　二〇一〇年六月</b></p><p>　　高頻同步整流BUCK變換器的設計與仿真&l

2、t;/p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　便攜式電子產品的廣泛應用，推動了開關電源技術的迅速發(fā)展。因為開關電源具有體積小、重量輕以及功率密度和輸出效率高等諸多優(yōu)點，己經逐漸取代了傳統(tǒng)的線性電源，隨之成為電源芯片中的主流產品。隨著開關電源技術應用領域的擴大，對開關電源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以及高功率密度成為趨勢，這就對開關電源芯片設計

3、提出了新的挑戰(zhàn)。本文首先概述了現有開關電源設計技術及其發(fā)展趨勢，接著介紹了BUCK變換器的電路結構、工作原理及控制原理。最后進行了芯片系統(tǒng)的仿真研究，其中首先介紹了所選芯片的性能特點及其經典電路圖，然后利用LTSPICE進行了仿真驗證。</p><p>　　關鍵詞：開關電源，BUCK變換器，同步整流，LTSPICE仿真</p><p>　　The Design and Simulation

4、 of the High-Frequency Synchronous BUCK Converters</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　The widely use in portable electronic products promoted the rapid development of switching power

5、supply technology. The switching power converters are increasingly replacing traditional linear power supply due to its small space, light weight, low power dissipation, high efficiency, adoption and broad applicability,

6、 etc. As the application field expanded, switching power converters have to become more efficient and more reliable with high power density to meet such a stringent requirement. The a</p><p>　　Key Words：Swit

7、ching power supply; BUCK converter; Synchronous rectification; Simulation based on LTSPICE </p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘 要ⅰ</b></p><p>　　Abstractⅱ&l

8、t;/p><p>　　第一章 引 言1</p><p>　　1.1 課題的背景和研究意義1</p><p>　　1.2 開關電源技術研究現狀2</p><p>　　1.2.1 半導體功率器件2</p><p>　　1.2.2 軟開關技術2</p><p>　　1.2.3 同步整流技術

9、3</p><p>　　1.2.4 電壓調節(jié)模塊3</p><p>　　1.3 開關電源技術發(fā)展趨勢4</p><p>　　1.3.1 高效率4</p><p>　　1.3.2 低壓大電流4</p><p>　　1.3.3 智能化設計5</p><p>　　1.3.4 標準化工作5&

10、lt;/p><p>　　1.4 論文結構和主要內容5</p><p>　　第二章 同步整流BUCK變換器原理7</p><p>　　2.1 BUKC變換器主電路結構和工作原理7</p><p>　　2.2 BUKC變換器穩(wěn)態(tài)分析8</p><p>　　2.2.1 連續(xù)導通模式（CCM）8</p>

11、<p>　　2.2.2 不連續(xù)導通模式（DCM）11</p><p>　　2.2.3 CCM和DCM的臨界條件14</p><p>　　2.3 BUKC變換器控制原理15</p><p>　　2.3.1 脈沖寬度調節(jié)（PWM）16</p><p>　　2.3.2 脈沖頻率調節(jié)（PFM）18</p><p

12、>　　第三章 降壓型開關電源芯片的仿真研究20</p><p>　　3.1 LTC3854特點及典型應用電路20</p><p>　　3.2 仿真及結果分析21</p><p>　　第四章 結語24</p><p><b>　　參考文獻25</b></p><p><b&g

13、t;　　致謝26</b></p><p><b>　　第一章 引 言</b></p><p>　　1.1 課題的背景和研究意義</p><p>　　隨著電子技術的快速發(fā)展，電子設備的種類越來越多，電子設備與人們的工作、生活的關系也日益密切。任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。傳統(tǒng)的晶體管串聯(lián)調整穩(wěn)壓電

14、源是連續(xù)控制的線性穩(wěn)壓電源。這種傳統(tǒng)穩(wěn)壓技術比較成熟，并且已有大量集成化的線性穩(wěn)壓電源模塊，具有穩(wěn)定性能好、輸出紋波電壓小、可靠性高等優(yōu)點。但由于調整管靜態(tài)損耗大，需要安裝一個很大的散熱器給它散熱。而且由于變壓器工作在50 Hz的工頻上，所以其重量較大。又因為調整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓穩(wěn)定，其集電極與發(fā)射極之間需承受較大的電壓差，導致調整管功耗較大，電源效率很低，一般只有45 %左右[1]。受這些缺點的限制,線性穩(wěn)壓電源

15、很難滿足現代電子設備發(fā)展的要求。20世紀50年代，美國宇航局以小型化、重量輕為目標，開發(fā)了開關電源。經過近半個世紀的發(fā)展，開關電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點而逐漸取代線性穩(wěn)壓電源并得到了廣泛應用[2]，各種電池供電的電子產品如照相機、攝像機、錄像機、個人數字助理、手機、手提電腦都需要DC/DC變換器等開關電源芯片[3]。</p><p>　　20世紀80年代，計算機全面實現開關電源化，

16、率先完成計算機的電源換代。20世紀90年代，開關電源在電子、電氣設備、家電領域得到了廣泛的應用，開關電源技術進入快速發(fā)展時期[4]。</p><p>　　對于非隔離的DC/DC開關電源，按照電路功能劃分，有降壓式（BUCK）、升壓式（BOOST），還有升降壓式（BUCK-BOOST）等。其中品種最多，發(fā)展最快的當屬降壓式（BUCK）。 </p><p>　　開關電源技術于20世紀80年代引

17、入我國，隨著計算機、通訊、汽車等行業(yè)的迅速發(fā)展,我國開關電源市場不斷增長，開關電源控制器芯片的研究已成為國內功率電子學領域中頗受關注的熱點。我國目前能源緊缺，而電源行業(yè)又是一個與能源消耗密切相關的行業(yè)，因此我們在設計DC/DC開關電源產品時，轉換效率必須作為一個重要的指標加以考慮。尤其是隨著采用3.6 V鋰離子電池作為電源的消費類電子產品市場不斷擴大，且功能和性能變得更多和更高，對適用于這類產品的BUCK變換器的性能提出了更高的要求。因

18、此研究BUCK變換器的性能具有重要的理論和現實意義。</p><p>　　開關電源技術研究現狀</p><p>　　1.2.1 半導體功率器件</p><p>　　開關電源變換器最早出現在二十世紀五十年代，只有到了七十年代，隨著現代功率半導體器件發(fā)展及其穩(wěn)定性提高，開關電源變換器才得以廣泛應用。功率半導體器件仍然是電力電子技術發(fā)展的關鍵，電力電子技術的進步必須依靠不

19、斷推出的新型電力電子器件。</p><p>　　功率MOSFET管因快速性較好，驅動功率小，成本低，易適用于中小功率的場合而得到廣泛應用[5][6]。但是MOSFET只能應用于中小功率產品，為了降低通態(tài)電阻，美國IR公司采用提高單位面積內的原胞個數的方法。如其開發(fā)的一種HEXFET場效應管，其溝槽(Trench)原胞密度已達每平方英寸1.12億個的世界最高水平，通態(tài)電阻R可達3 mΩ。功率MOSFET，500 V

20、 TO220封裝的HEXFET自1996年以來，其通態(tài)電阻以每年50 %的速度下降。IR公司還開發(fā)了一種低柵極電荷(Qg)的HEXFET，使開關速度更快，同時兼顧通態(tài)電阻和柵極電荷兩者同時降低。對于肖特基二極管的開發(fā)，最近利用Trench結構有望出現壓降更小的肖特基二極管，稱作TMBS溝槽MOS勢壘肖特基，而有可能在極低電源電壓應用中與同步整流的MOSFET競爭。</p><p>　　1.2.2 軟開關技術<

21、;/p><p>　　脈寬調制（PWM）開關電源按硬開關模式工作，開關過程中，開關器件的電壓和電流波形有交疊，因而引起較大的開關損耗。PWM開關電源高頻化可以縮小體積、重量，但頻率越高，開關損耗就越大。為此必須研究開關電壓和電流波形不交疊的技術，即所謂的零電壓開關（ZVS）和零電流開關（ZCS）技術，或稱為軟開關技術（相對于PWM硬開關技術而言）[7]。 </p><p>　　1994年2月，I

22、EEE電力電子學會組織會議曾經指出，高功率密度DC-DC零電壓開關變換器和開關器件性能、無源元件性能以及封裝技術都有很大關系，并預測在不久的將來，在保證可靠性增加一倍的基礎上，功率變換器成本將降低一半，功率密度可提高一倍。現在，達到這一目標的開關變換器產品已經出現。</p><p>　　1.2.3 同步整流技術</p><p>　　對于低電壓、大電流輸出的軟開關變換器，進一步提高其效率的措

23、施是設法降低開關的通態(tài)損耗。例如同步整流(SR)技術，即以功率MOS管反接作為整流用開關二極管，代替肖特基二極管(SBD)，可降低管壓降，從而提高電路效率。</p><p>　　在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導通壓降較高，輸出端整流管的損耗突出?？旎謴投O管（FRD）或超快恢復二極管（SRD）可達1.0 V～1.2 V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生大約0.6 V的壓降，這就導致整流

24、損耗增大，電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍采用3.3 V甚至1.8 V或1.5 V的供電電壓，所消耗的電流可達20 A。此時超快恢復二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50 %。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會達到（18 %～40 %）輸出功率，占電源總損耗的60 %以上[8]。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實現低電壓、大電流開關電源高效率及小體積的需要，成為制約DC/DC變換器提高效率的瓶頸。</

25、p><p>　　同步整流采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET，來取代整流二極管，并通過控制功率MOSFET的驅動電路，實現整流功能。由于功率MOSFET的導通電阻很低，能提高電源效率。一般驅動頻率固定，可達200 KHz以上，門極驅動可以采用交叉耦合(Cross-coupled)或外加驅動信號配合死區(qū)時間控制實現。</p><p>　　1.2.4 電壓調節(jié)模塊</p><

26、p>　　電壓調節(jié)器模塊(VRM)是一類低電壓、大電流輸出DC-DC變換器模塊，其主要作用是向微處理器提供穩(wěn)定的電源，同時也對電腦啟動時電壓的變化情況和時序作出了明確的要求。根據VRM標準制定的電源電路能夠滿足不同CPU的要求，減少人工干預的復雜性，簡化了穩(wěn)壓電路的電壓控制設計。</p><p>　　VRM電源規(guī)范基本上是隨著Intel處理器的發(fā)展而發(fā)展的，早期PII—PIII遵循VRM8.1—8.4電源規(guī)范

27、，Tualatin核心的PIII及Celeron則開始遵循VRM8.5標準。Intel在推出Willamette、NorthWood核心P4時引入了VRM9.0標準，而下一代Prescott核心則需要VRM10.0標準來支持。這里可以看出VRM版本的不同，也意味著主板可以為不同的CPU提供其工作電壓[9]。</p><p>　　早期的VRM是從5 V的直流母線直接供電。最近的一些臺式計算機、工作站和服務器已經把1

28、2 V輸入作為VRM供電電壓,在一些筆記本電腦上VRM已經直接把16 V～24-V輸入變換到1.5 V輸出[10]?？梢灶A測不久的將來,計算機VRM會把輸入母線電壓提高到48 V[11] [12] [13]。</p><p>　　開關電源技術發(fā)展趨勢</p><p><b>　　1.3.1 高效率</b></p><p>　　如今通信產品日趨小

29、型化，必然要求模塊電源減小體積、提高功率密度，而提高效率是與之相輔相成的。目前的新型轉換及封裝技術可使電源的功率密度達到188 W/ inch3，比傳統(tǒng)的電源功率密度增大不止一倍，效率可超過90 %。之所以能達到這些指標，應歸功于微電子技術的發(fā)展使大量高性能的新型器件涌現出來，從而使損耗降低。較典型的是高性能的金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFETS)，其在同步整流器中取代了傳統(tǒng)設計中使用的二極管，使壓降由0.4 V降到0.2 V；

30、功率MOSFET制造商正在開發(fā)導通電阻越來越小的器件，其導通電阻已由180 mΩ降到18 mΩ；高度的硅晶片集成使元件數目減少2/3以上，結構緊密、相對于分立元件的布局減小了雜散電感和連線電阻。高效率可使功耗相對減少，工作溫度降低，所需的輸入功率減少，也提高了功率密度[14]。</p><p>　　1.3.2 低壓大電流</p><p>　　隨著微處理器工作電壓的下降，模塊電源輸出電壓亦從

31、以前的5 V降到了現在的3.3 -V甚至1.8 V，業(yè)界預測，電源輸出電壓還將降到1.0 V以下。與此同時，集成電路所需的電流增加，要求電源提供較大的負載輸出能力。對于1 V/100 A的模塊電源，有效負相當于0.01 Ω，傳統(tǒng)技術難以勝任如此高難度的設計要求。在10 mΩ負載的情況下，通往負載路徑上的每mΩ電阻都會使效率下降10 %，印制電路板的導線電阻、電感器的串聯(lián)電阻、MOSFET的導通電阻及 MOSFET的管芯接線等對效率都有影

32、響。新技術的發(fā)展能把對電路整體布局至關重要的功率半導體和無源元件集成在一起，構成功能完善的基本模塊，降低了通往負載路徑上的電阻，從而降低了功耗并縮小了尺寸。利用基本模塊組合起來的多相設計技術逐步得到推廣。由于每相輸出電流減小，可以采用較小的功率MOSFETS和較小的電感器和電容器，這樣也簡化了設計。市場上已出現的基本功率模塊封裝只有11 mm×11 mm大小，開關頻率 1 MHz，級聯(lián)多個模塊和相關元件，可獲得大于100 A的

33、工作電流，與其它采用分立式元件的電路相比，其效率提高了6 %，功率損耗降低25 %</p><p>　　1.3.3 智能化設計</p><p>　　在當今的通信系統(tǒng)中，直流電壓的品種不斷增加，在5 V、3.3 V、2.7 V甚至1.8 V、1.0 V 以下，功率密度和集成度的提高亦增加了設計難度，傳統(tǒng)的手工設計與驗證已無法適應快速變化的市場需求，于是，電源輔助設計軟件應運而生了。這些軟件可

34、指導元器件選擇，并提供材料清單、電路仿真及熱分析，縮短了電源設計的周期，提高了電源的性能。輔助設計軟件可使用多種參數定制電源，包括輸入及輸出電壓范圍、最大輸出電流等，引導設計人員進行器件選擇，它包含完整的變壓器設計，使用多種拓撲方法來綜合電路，按成本或效率進行優(yōu)化，并輸出元件清單。軟件的另一個功能是通過仿真的方法評估模塊電源的性能。它可以全面分析電源在穩(wěn)定狀態(tài)下的性能，可顯示要探測的任何節(jié)點處的波形，并用精確的方法來計算效率。另外熱分析

35、可根據線路板定位、邊緣溫度和氣流的方向及速度等環(huán)境參數給出一幅用不同顏色標記的曲線圖，從而幫助設計人員掌握整個線路板在穩(wěn)定狀態(tài)條件下的熱量分布情況。</p><p>　　1.3.4 標準化工作</p><p>　　模塊電源產品走勢日趨模塊化、標準化，并以積木式結構組成分布式供電系統(tǒng)，封裝式模塊電源則以國際工業(yè)標準半磚或磚式結構為主。50 W、75 W、100 W及150 W為半磚式結構，2

36、00 W、250 W、300 W及400 W為磚式結構。標準化的管腳對設計師和使用者都帶來了即插即用的便利，使設計師能夠方便地完成產品的設計，利于電源升級?，F在，標準對電源產業(yè)的作用已越來越被重視，標準化可以縮短產品推向市場的周期并降低成本，但目前多數國內企業(yè)采用自己的企業(yè)標準生產，按照自己的測試規(guī)范測試，各個行業(yè)標準也存在著技術指標落后，測試方法可操作性差等問題，導致業(yè)界沒有統(tǒng)一、完善的設計、生產與檢測標準，為了推動模塊電源的技術進步

37、，提供國內企業(yè)生產質量控制的依據，制定科學的國家標準迫在眉睫。</p><p>　　1.4 論文結構和主要內容</p><p>　　第一章為緒論部分。首先闡述了課題研究的背景和意義，然后在總結了當前技術發(fā)展現狀的基礎上對開關電源技術今后發(fā)展的趨勢進行了展望，最后簡要交代了本論文的內容和結構安排。</p><p>　　第二章介紹了BUCK變換器的電路結構以及工作原理

38、，然后對其進行了穩(wěn)態(tài)分析，包括連續(xù)導通模式和不連續(xù)導通模式的分析，以及兩者之間的轉換條件。最后介紹了變換器的控制原理，包括PFM模式和PWM模式。</p><p>　　第三章在介紹了芯片典型應用電路的基礎上進行了整體仿真驗證。</p><p>　　第四章是總結，主要對全文內容進行簡要的回顧。</p><p>　　同步整流BUCK變換器原理</p>&l

39、t;p>　　本章首先介紹BUCK變換器的基本結構和工作原理，然后分析BUCK變換器的控制原理和方法。</p><p>　　2.1 BUCK變換器主電路結構和工作原理</p><p>　　圖2.1所示為BUCK變換器基本結構圖。它由一個開關管（SWITCH MOSFET），一個同步整流管（RECTIFIER MOSFET）以及LC低通濾波網絡和負載RL組成。這是一種同步整流結構，即整

40、流管采用由控制電路控制的功率MOSFET替代外部整流二極管，同步整流結構可以節(jié)約變換器成本和面積，提高轉換器效率。</p><p>　　圖2.1同步整流BUCK變換器基本結構圖</p><p>　　為分析穩(wěn)態(tài)特性，簡化推導公式的過程，特作如下幾點假設：</p><p>　?。?）開關晶體管、整流晶體管均是理想元件，也就是可以快速的導通和截止，而且導通時壓降為零，截止

41、時漏電流為零。</p><p>　?。?）電感、電容是理想元件。電感工作在線性區(qū)而未飽和，寄生電阻為零，電容的等效串聯(lián)電阻為零。</p><p>　?。?）輸出電壓中的紋波電壓與輸出電壓的比值小到允許忽略。</p><p>　　圖2.1中，當開關管導通，整流管截止時，忽略開關管的導通壓降，電感L兩端的電位為VIN和輸出電壓VO，且近似保持不變，故電感電流線性增加，此

42、時在電感中儲存能量。若電容C兩端的電壓比輸出電壓略低，則電源還須為電容充電，在電容中儲存一定的能量。此過程負載消耗的能量由電源提供。一旦開關管變?yōu)榻刂?，整流管導通，電感L中的磁場將改變其兩端的電壓極性，以保持其電流方向不變。忽略整流管上的壓降，電感L兩端的電位變?yōu)榱愫蚔O且近似不變，電感L中的電流線性下降，其中儲存的能量提供給負載。同時，當VO有所下降時，電容C也為負載RL提供部分能量?？梢姡@一過程負載RL消耗的能量由電感L和電容C提

43、供?？傊?，BUCK變換器就是用電感L和電容C作為儲能組件，將能量以離散的形式由輸入傳到輸出的。其中，控制芯片提供反饋控制以得到穩(wěn)定的輸出電壓。</p><p>　　2.2 BUCK變換器穩(wěn)態(tài)分析</p><p>　　根據BUCK變換器中流經電感L的電流在每個周期是否降為零，可以將其工作模式區(qū)分為以下兩種：（1）連續(xù)導通模式（Continuous-Conduction Mode, CCM）

44、，（2）不連續(xù)導通模式（Discontinuous-Conduction Mode, DCM）。當流過電感的電流不會降為零時，定義變換器工作于連續(xù)導通模式；而當其電感電流將會降為零時，定義變換器工作于不連續(xù)導通模式，因為此時流經電感的電流不連續(xù)。 </p><p>　　下面對BUCK變換器穩(wěn)態(tài)特性進行簡單的分析，上節(jié)中的假設在此仍然成立。</p><p>　　2.2.1 連續(xù)導通模式（CC

45、M）</p><p>　　假設變換器工作在連續(xù)導通模式，則在每個周期內流經電感的電流不會降為零，在一個開關周期，開關管經歷導通和關斷兩個狀態(tài)。設功率管開關周期為T，導通時間和關斷時間分別為、, 為導通時間占空比。</p><p>　?。?）功率開關管導通狀態(tài)（）</p><p>　　圖2.2變換器開關管導通時等效電路圖</p><p>　　根

46、據同步整流原理，開關管導通時，調整管關斷。由上面所做的假設條件可知，電源電壓VIN直接加在電感L的一端，而調整管所在的支路斷開，等效電路如圖2.2所示。電感左右兩端的電位分別為VIN和VO，電感電流線性上升。則有</p><p>　?。?-1） </p><p>　　故在開關管導通狀態(tài)，電感電流增加為</p><p><b&g

47、t;　?。?-2）</b></p><p>　?。?）功率開關管截至狀態(tài)（）</p><p>　　圖2.3 變換器開關管截至時等效電路圖</p><p>　　當時，開關管關斷，整流管導通，等效電路如圖2.3所示。因為電感電流不能突變，所以電感兩端的電壓反向且保持恒定，在下一個周期開關管重新導通之前電感電流線性下降。電感把儲存的能量提供給負載。則在開關管關

48、斷狀態(tài)，電感電流減量為</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　在一個開關周期內，電感電流的增量和減量必須相等，否則電感上會出現直流壓降，而電感的直流阻抗為很小，這會在電感上產生很大的電流，燒毀電感。即</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>&l

49、t;b>　?。?-5）</b></p><p>　　上式中代入和的表達式得到和的關系式為</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　由此可知，通過調整占空比，可以調整輸出電壓。</p><p>　　在整個開關周期內，電感都傳遞能量給濾波電容和負載，而濾波電容每個周期的平均電流為

50、零，其能量的變化量為零。故輸出負載電流等于電感的平均電流，即</p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　BUCK變換器工作在CCM時的波形圖如圖2.4所示。</p><p>　　圖2.4 變換器工作在CCM時的波形圖</p><p>　　2.2.2 不連續(xù)導通模式（DCM）</p>

51、<p>　　對于變換器進入到不連續(xù)模式的情形，開關管導通時的工作過程基本沒有變化。而開關管關斷時的工作狀態(tài)分為兩個階段：電感電流下降為零的階段和電感電流保持為零的階段。設電感電流上升時間，下降時間和保持為零的時間分別為、和，且。開關管關斷時的等效電路如圖2.5所示。</p><p>　?。╝） DCM模式下開關管關斷時的等效電路圖(IL>0)</p><p>　　(b)

52、DCM模式下開關管關斷時的等效電路圖(IL=0)</p><p>　　圖2.5 DCM模式下開關管關斷時的等效電路圖</p><p>　　DCM模式和CCM 模式一樣，在一個開關周期內電感首先被充電，然后放電。不同的是，在DCM模式下開關管導通時電感電流由零線性增加到電感峰值電流IPK，而開關管關斷時電感電流由IPK線性降低到零，且電流的增量和電流的減量相等。</p><

53、;p>　　在單個開關周期內，電感電流的增量為</p><p><b>　　(2-8)</b></p><p>　　其中IPK為電感電流最大值。</p><p>　　在單個開關周期內，電感電流的減量為</p><p><b>　　（2-9）</b></p><p><

54、;b>　　由，可以得到</b></p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　故輸入電壓與輸出電壓的關系可表示為</p><p><b>　?。?-11）</b></p><p>　　重寫（2-7）式所示的輸出電流與電感平均電流關系式并推導電感電流平均值得到

55、</p><p><b>　?。?-12）</b></p><p>　　在上式中代入IPK的表達式（2-8），得</p><p><b>　　(2-13)</b></p><p>　　聯(lián)立式（2-11）和（2-13），消去D2，得到輸出電壓和輸入電壓關于占空比D的表達式如下</p>&

56、lt;p><b>　　（2-14）</b></p><p><b>　　其中</b></p><p>　　BUCK變換器工作在DCM時的波形圖如下圖所示。 </p><p>　　圖2.6 變換器工作在DCM時的波形圖</p><p>　

57、　2.2.3 CCM和DCM的臨界條件</p><p>　　如果開關管在下一個周期導通前電感電流就已經下降到零，那么變換器就工作在不連續(xù)模式[15]。這其中還包括這樣一種特殊情形，就是當開關關斷期間結束時，流經電感的電流剛好等于零，由此可以得到CCM 和DCM 的臨界條件。圖2.7給出了處于連續(xù)導通模式和不連續(xù)導通模式的邊界的負載電流的情形。</p><p>　　圖2.7 CCM和DCM模

58、式的臨界狀態(tài)</p><p>　　對于連續(xù)導通模式下，單個開關周期內電感的平均電流 ，其中為電感電流紋波大小。顯然，如果有成立，那么此時變換器一定處于CCM和DCM的臨界狀態(tài)。因此，變換器若要工作在CCM下，其平均電感電流應該大于其電感電流紋波的一半，即滿足：</p><p><b>　?。?-15）</b></p><p>　　是保證電感電流

59、連續(xù)的最小電流，則保證電感電流連續(xù)的最小電感值為</p><p><b>　?。?-16）</b></p><p>　　又因為，在占空比最小，即最大時最小電感值可表示為</p><p><b>　?。?-17）</b></p><p>　　2.3 BUCK變換器控制原理</p>&l

60、t;p>　　BUCK變換器的控制方式主要有兩種:脈沖寬度調制（PWM）和脈沖頻率調制 (PFM)。PFM/PWM調制方式均采用時間比率控制(TRC)的穩(wěn)壓原理。無論是改變開關導通時間(TON)還是開關周期(TS)，最終調節(jié)的都是脈沖占空比。因此，盡管它們采用的方式不同，但控制目標一致。BUCK變換器的反饋控制方式也有兩種：電壓反饋和電流反饋。電壓反饋是檢測輸出電壓通過負反饋調節(jié)輸出電壓，而電流反饋除了檢測輸出電壓外，還檢測輸出電流

61、用以反饋調節(jié)輸出電壓。兩種方式都是利用反饋原理以得到穩(wěn)定的輸出。BUCK變換器的控制是上面介紹的調制方式和反饋控制方式的組合，分為電壓型PWM模式和電流型PWM模式；電壓型PFM模式和電流型PFM模式。</p><p>　　2.3.1 脈沖寬度調制（PWM）[16] [17] [18]</p><p>　　脈沖寬度調制（PWM）的特點是固定開關頻率，通過改變脈沖寬度來調節(jié)占空比。因開關周期

62、也是固定的，這就為設計濾波電路提供了方便。受功率開關最小導通時間的限制，對輸出電源不能做寬范圍的調節(jié)；另外輸出端一般要接假負載，以防止空載時輸出高電壓?？刂破魍ㄟ^比較輸出電壓（或電流）采樣值和參考值間的差別，調節(jié)功率開關管的導通時間，從而實現變換器穩(wěn)定輸出的功能。在電壓型PWM模式中，變換器的占空比正比于實際輸出電壓與理想輸出電壓之間的誤差差值；在電流型PWM模式中，占空比正比于額定輸出電壓與變換器控制電流函數之間的誤差差值。</

63、p><p>　?。?）電壓型PWM模式</p><p>　　圖2.8給出了電壓型PWM模式BUCK變換器原理圖。圖中輸出電壓的采樣信號VFB與帶隙參考分壓后的參考電壓VREF比較，差值經誤差放大器放大，得到誤差信號VEA，它與鋸齒波發(fā)生器產生的鋸齒波信號由PWM比較器比較，輸出一系列占空比變化的脈沖，控制開關管的通斷時間以得到穩(wěn)定的輸出電壓。這就是電壓控制的原理，它是一個單環(huán)控制系統(tǒng)。電壓反饋

64、控制分析如下：當輸出電壓升高時，反饋電壓VFB升高，誤差放大器的輸出電壓VEA下降，開關管的導通時間也下降，即占空比D減小，因而輸出電壓下降。反之亦然。</p><p>　　圖2.8 電壓型PWM模式BUCK變換器原理圖</p><p>　?。?）電流型PWM模式</p><p>　　圖2.9給出一個典型的電流型PWM模式的BUCK變換器的控制電路，分為電流環(huán)路（交

65、流環(huán)路）和電壓環(huán)路（直流環(huán)路）。恒定頻率脈沖置位RS觸發(fā)器，電流檢測信號VS跟誤差放大器的輸出電平VEA由PWM比較器比較，輸出控制RS觸發(fā)器的復位，觸發(fā)器輸出脈沖驅動功率管通斷，得到穩(wěn)定的輸出電壓。當電流在采樣電阻RS上的幅度達到VEA電平時，PWM比較器狀態(tài)翻轉，觸發(fā)器復位，驅動撤除，功率管截止?？刂齐娐肪褪沁@樣逐個地檢測和調節(jié)電流脈沖，達到控制變換器輸出的目的。由于電流型PWM模式中的輸出電流正比于開關電流或初級電流，所以能在逐個

66、脈沖上控制輸出電流，從而電流型具有比電壓型更優(yōu)越的電源電壓和負載調整特性。</p><p>　　圖2.9 電流型PWM模式BUCK變換器控制電路</p><p>　　總的說來，脈寬調制(PWM)保持開關頻率恒定，而充放電時間之間的比率隨著負載的不同而變化。此技術可在高頻情況下提供較寬的負載范圍。此外，由于開關頻率是固定的，噪聲相對較小，使用較簡單的低通濾波器就可以大幅度減小輸出電壓紋波。

67、 </p><p>　　2.3.2 脈沖頻率調制（PFM）[16] [19] [20]</p><p>　　脈沖頻率調制（PFM）是將脈沖寬度固定，通過改變開關頻率來調節(jié)占空比。在電路設計上要用固定脈寬發(fā)生器來代替PWM調制中的鋸齒波發(fā)生器，并利用電壓頻率轉換器(如壓控振蕩器VCO)改變頻率。PFM模式同樣分為電壓型和電流型。同PWM模式相似，電壓型PFM模式只對輸出電壓采樣，是單環(huán)控制系

68、統(tǒng)；電流型PFM模式是在電壓控制基礎上，增加電流負反饋環(huán)節(jié)，使其成為雙環(huán)控制系統(tǒng)，從而提高電源的性能。</p><p>　　(1)電壓型PFM模式</p><p>　　圖2.10給出電壓型PFM模式的BUCK變換器原理圖。它的原理是采樣電壓VFB加在比較器的負輸入端，當輸出電壓VO低于參考電壓VREF，比較器輸出高電平。該高電平允許振蕩器輸出的方波經觸發(fā)器驅動功率開關管。 若輸出電壓VO高

69、于參考電壓VREF時，比較器輸出低電平，使觸發(fā)器閉鎖，從而振蕩器輸出的方波不能通過觸發(fā)器，功率管處于斷開狀態(tài)。這樣，控制輸出信號的脈沖寬度不變而開關周期變長，使占空比減小，從而起到穩(wěn)壓的作用。這里利用了等效頻率的概念。在開關管關斷期間，負載靠電感和電容的供電，因此，PFM模式只適用于輕負載。</p><p>　　圖2.10 電壓型PFM模式BUCK變換器原理圖</p><p>　　(2)電

70、流模式的PFM調制</p><p>　　圖2.11給出了電流型PFM模式BUCK變換器原理圖。電路由兩個反饋環(huán)路構成，一個是通過采樣輸出電壓監(jiān)視輸出電壓的環(huán)路；另一個是過流保護環(huán)路。第一個環(huán)路的原理與電壓模式相同，采樣電壓VFB與參考電壓VREF1由電壓比較器比較，其輸出控制PFM邏輯電路。第二個環(huán)路具有電流限制功能。它通過采樣開關管上的壓降將電感電流信號轉化成電壓信號與參考電壓VREF2進行比較，以控制電感電流

71、峰值。當電感電流過高時，環(huán)路執(zhí)行電流限制，縮短開關管的導通時間，使電流下降。正常工作時，電路中的兩個單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器（最大開通時間控制MAXSHOT和最小關斷時間控制MINSHOT）交替觸發(fā)，產生脈沖信號。脈沖信號輸入到驅動邏輯以控制開關管和整流管的通斷，保持輸出電壓穩(wěn)定。</p><p>　　圖2.11 電流型PFM模式BUCK變換器原理圖</p><p>　　PFM模式的輸出電壓調節(jié)范圍很

72、寬， 在輸出電壓較高時，其工作頻率會自動改變。在負載較輕或者空載情況下，PFM模式的芯片功耗較低，效率較高。它的輸出電壓精度主要取決于內部電壓比較器的精度和參考電壓的精度。</p><p>　　降壓型開關電源芯片的仿真研究</p><p>　　開關電源以其諸多優(yōu)點得到了廣泛的應用。LTSPICE是LT公司推出的功能強大的開關電源設計及仿真軟件，本章介紹基于LTSPICE Ⅳ對電源主控芯片L

73、TC3854進行的仿真研究。</p><p>　　LTC3854特點及典型應用電路</p><p>　　電源主控芯片LTC3854為凌力爾特公司(Linear Technology Corporation)推出的纖巧2mm×3mm DFN-12封裝、寬輸入電壓范圍同步降壓型開關DC/DC控制器，該器件能驅動所有N溝道功率MOSFET級。4 V至38 V的輸入范圍滿足多種應用需求，

74、包括大多數中間總線電壓和電池化學組成。強大的片上MOSFET柵極驅動器使大功率外部MOSFET能夠用范圍為 0.8 V至5.5 V的輸出電壓產生高達20 A的輸出電流。這使 LTC3854非常適用于數據通信、電信、工業(yè)、汽車、醫(yī)療和多功能打印機應用中的負載點調節(jié)需求。恒定頻率電流模式架構提供固定的400 KHz工作頻率。</p><p>　　LTC3854具有一個片上5 V穩(wěn)壓器，從而無需獨立的偏置電壓為該芯片供

75、電。OPTI-LOOP®補償允許瞬態(tài)響應在寬輸出電容和ESR值范圍內得到優(yōu)化，包括全陶瓷電容器設計。輸出電流檢測測量輸出電感器 (DCR)或一個可選檢測電阻兩端的壓降。在短路和過載情況下，電流折返限制了MOSFET熱耗散。此外，LTC3854具有可調軟啟動，以控制接通時間并控制浪涌電流?？蛇x連續(xù)或斷續(xù)電感器電流模式可用來安全地為預偏置負載供電。防貫通保護防止功率MOSFET中的貫通電流。LTC3854以高達96%的占空比工作，

76、具有非常低的壓差電壓，以延長電池供電應用的運行時間。LTC3854具有一個精確的0.8 V基準，在-40 ºC至85 ºC的工作溫度范圍內具有±1 %的準確度。LTC3854典型應用電路如圖3.1所示。</p><p>　　圖3.1 LTC3854典型應用電路</p><p><b>　　仿真及結果分析</b></p>&l

77、t;p>　　設置仿真參數：VIN=5 V,L1=6 μH,負載電阻RL=0.5 Ω，C1=660μF，開關管采用RJK0305DPB N型功率MOSFET，整流管采用RJK0301DPB N型功率MOSFET，工作頻率為400 KHz，仿真時間為6ms，對圖3.1中典型電路進行仿真，得到輸出電壓UOUT=1.00012 V， Q1控制信號占空比為20 %，如圖3.2所示。比較圖3.2中輸入電壓與輸出電壓值關系，得到，滿足。<

78、/p><p>　?。╝） 輸出電壓UOUT波形</p><p>　　（b） Q1控制信號波形</p><p>　　圖3.2 輸出電壓與Q1控制信號波形</p><p>　　保持仿真參數不變，觀測電感電流、負載電流及Q1控制信號波形，波形結果如圖3.3所示。圖3.3中方波為Q1開關控制信號波形；三角波為電感電流波形。從圖3.3中可以看出，Q1導通時

79、，輸入電源向電感充入電流；Q1關斷時，電感中的能量轉換輸出。并且，輸出電流與電感電流值滿足的關系。</p><p>　　圖3.3 電感電流、負載電流及Q1控制信號波形圖</p><p><b>　　結語</b></p><p>　　近年來，DC/DC開關變換器以其轉換效率高、穩(wěn)壓范圍寬、功率密度比大、重量輕等優(yōu)點，廣泛應用于電子產品中。開關變換

80、器的總體發(fā)展趨勢為：高效率、低壓大電流、智能化設計、標準化工作等。本文研究了BUCK型DC/DC變換器的主電路結構及工作原理，分析了其穩(wěn)態(tài)及主要控制模式，并對LTC3854芯片進行了仿真驗證。</p><p>　　通過本次課題的研究與實踐，使我得到了進一步的鍛煉，加深了開關電源方面的知識。由于本人水平及經驗的限制，本次設計還有很多不到位的地方，值得我在今后的學習研究中去完善，主要有以下幾個方面：</p>

81、;<p>　　研究DC/DC變換器的其它拓撲結構，并將各種拓撲結構的性能特點做比較。</p><p>　　針對小功率模塊在高開關頻率工作條件下如何降低開關損耗、提高效率的問題進行研究，并獨立設計同步整流BUCK變換器芯片。</p><p>　　進一步提高LTspice軟件的應用水平，為仿真與設計更多電源芯片打下良好的基礎。</p><p><b&

82、gt;　　參 考 文 獻</b></p><p>　　[1] 何宏, 魏克新, 王紅軍, 等. 開關電源電磁兼容性[M]. 第1版，北京: 國防工業(yè)出版社, 2008.</p><p>　　[2] 丘濤文. 開關電源的發(fā)展及技術趨勢[J]. 電力標準化與技術經濟，2008，17（6）： 58-60.</p><p>　　[3] T. Regan. Low

83、 dropout linear regulators improve automotive and battery-powered systems[M]. Nurnberg: Power conversion and Intelligent Motion, 1990. 65.</p><p>　　[4] 閆永亮. 淺論開關電源技術的發(fā)展趨勢[J]. 中國科技信息，2009，21（16）： 137.</p&g

84、t;<p>　　[5] 張占松, 蔡宜三. 開關電源的原理與設計[M]. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2006.</p><p>　　[6] Zhihua Yang, S. Ye and Y.F. Liu, “A new dual channel resonant gate drive circuit for synchronous rectifiers[C],”. IEEE APEC, 2005:

85、pp. 756-762.</p><p>　　[7] 王增福, 李昶, 魏永明, 等. 電力電子軟開關技術及實用電路[M]. 第1版，北京: 電子工業(yè)出版社, 2009.</p><p>　　[8] 沙占友，王彥朋，于鵬. 同步整流技術及其在DC／DC變換器中的應用[R]. 河北科技大學電子工程技術報告050054，河北：河北科技大學，2005.</p><p>　

86、　[9] 黃祺壬. 混合線性與切換控制之電壓調變模組控制器設計[D]. 臺灣：中山大學，2005.</p><p>　　[10] 梁小國, 危建, 阮新波，等. 48V輸入電壓調節(jié)模塊的現狀及未來[J]. 電力電子技術，2003，37（2）：89-90.</p><p>　　[11] M. Ye, P. Xu, B. Yang, F. C. Lee. “Investigation of t

87、opology candidates for 48V VRM[C],”. IEEE APEC, 2002: pp. 699-705.</p><p>　　[12]X. G. Liang, J. Wei, X. B. Ruan. “An interleaved three-level forward converter- suitable for the application of voltage regula

88、tor module (VRM)[C],” IEEE PESC, 2003: pp. 127-131.</p><p>　　[13] M. Ye, M. Xu, F. C. Lee, “1MHz multi-resonant push-pull 48V VRM[C],” IEEE APEC, 2003, pp. 413-419. </p><p>　　[14] 吳京文. 直流-直流模塊電源

89、的發(fā)展趨勢及熱點探討[J]. 通信世界，2002，3（17）： 32-33.</p><p>　　[15] 樊立萍, 王忠慶. 電力電子技術[M]. 北京: 北京大學出版社, 2006.</p><p>　　[16] 王海鵬, 王立志, 王卓. 基于1394的數據傳輸電路[J]. 現代電子技術，2009，32（21）：52-54.</p><p>　　[17] 王久

90、和. 電壓型PWM整流器的非線性控制[M]. 第1版，北京: 機械工業(yè)出版社, 2008.</p><p>　　[18] 師婭, 唐威. 一種電流型PWM控制芯片的設計[J]. 微電子學與計算機，2007，24（8）：145-148.</p><p>　　[19] 張乃國. 一種脈沖頻率調制型穩(wěn)壓電路的研究[J]. 電源世界，2007，10（4）： 21-23.</p>&l

91、t;p>　　[20] 嚴科. PFM光發(fā)射機的設計[D]. 四川：電子科技大學，2003.</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　這次畢業(yè)設計可以圓滿的完成，要感謝XX老師所給予的指導，感謝他幫助我在專業(yè)知識方面取得進步。</p><p>　　感謝大學期間教導過我的各位老師，你們不僅教授我專業(yè)知識，還教會