電力電子課程設計報告--采用雙pwm控制的風力發(fā)電并網變流器

1、<p>　　電力電子課程設計報告</p><p><b>　　課程設計題目</b></p><p>　　采用雙PWM控制的風力發(fā)電并網變流器</p><p><b>　　摘要：</b></p><p>　　化石燃料發(fā)電在燃燒過程中會產生大量的二氧化碳、硫氧化物、氮氧化物等氣體，污染大氣，促

2、使地球變暖，產生酸雨等，造成全球范圍性的環(huán)境污染。風能則不然，它本身不含任何污染物，是一種清潔原料，在風電生產過程中也不產生任何污染物，而且風力資源的分布又遍及世界各地，是一種可再生能源。</p><p>　　目前，由于風力發(fā)電技術的日趨成熟以及環(huán)保方面越來越嚴格的要求，不少國家和地區(qū)已在巧妙地運用風力資源，但我們知道直接從風力發(fā)電機發(fā)出來的電質量不高，如果直接并網，可能會造成電網整個用電質量的降低，更有甚者，會

3、造成電力系統(tǒng)的崩潰，電力設備的損壞，所以在并網之前必須先對風力發(fā)電機發(fā)出的電進行整流逆變，改善電能質量，然后再實行并網操作，向電網輸送電能。</p><p>　　基于上述問題，本次課程設計中，我們組設計了以雙PWM控制方式為主的風力發(fā)電并網變流器。根據選題要求，我們選擇輸入電壓為三相交流線電壓380V（30Hz）,輸出電壓為三相交流380V（50Hz）?；谡?、逆變原理，我們設計出整流和逆變于一體的雙PWM電路

4、主拓撲結構，并對主電路中無源器件和有源器件進行選型，以符合整個變流器的要求。基于DSP作為主控制芯片，我們組設計報告中采用TI公司生產的TMS320LF2407主控制系統(tǒng)，并設計了以M57959L為主的對功率器件IGBT的驅動電路，為了完善整個系統(tǒng)，還分別設計相應的測量電路、保護電路以及散熱計算，最后運用Matlab中Simulink進行系統(tǒng)的仿真。</p><p>　　關鍵詞：風力發(fā)電，雙PWM控制，整流逆變，

5、元件選型，檢測電路，保護電路，DSP芯片控制，TMS320LF2407，M57959L，散熱原理</p><p><b>　　前言</b></p><p><b>　　課程設計題目要求</b></p><p>　　風力發(fā)電并網變流器 </p><p>　　采用交-直-交雙PWM控制方式</p

6、><p><b>　　技術要求：</b></p><p>　　輸入電壓：三相交流 線電壓380V（+/-15%）頻率30Hz</p><p>　　輸出電壓：三相交流 線電壓380V，頻率50Hz</p><p>　　最大輸出電流： 100A</p><p>　　工作溫度：0—50℃</p>

7、<p><b>　　諧波THD<5%</b></p><p><b>　　課程設計要求</b></p><p>　　所要做的主要工作如下：</p><p>　　主電路選型：a)整流電路選型 b)逆變電路選型</p><p>　　主電路無源器件參數的計算：要求無源器件的具體型號及

8、設計參數，根據工作條件考慮各項電氣參數，要求有設計依據。</p><p>　　主電路有源器件參數的計算：要求無源器件的設計參數，選用型號等，要求有設計依據。</p><p>　　有源電路的驅動、保護原理設計：要求根據選用的有源器件設計驅動電路，給出設計原理圖。</p><p>　　控制、檢測與保護電路原理設計：要求有原理圖，可以用Protel，ORCAD等軟件完成。

9、</p><p>　　散熱設計：要求有大致計算過程，選型依據。</p><p>　　仿真：利用Protel,ORCAD中的PSpice或者Matlab/Simulink仿真軟件分析電路的工作過程。</p><p>　　變流器硬件總體框架圖</p><p>　　基于整個系統(tǒng)各個模塊的關系，信號的流向，控制系統(tǒng)的走向，從而得出變流器整體框架結構圖

10、，如圖1.3.1。整個逆變系統(tǒng)由EMI濾波器、IPM、直流濾波、傳感器電路、驅動電路、檢測電路、以TMS320LF2407為控制芯片的DSP、輸出濾波器等構成。</p><p>　　圖1.1.1 雙 PWM 變換器整體結構框架圖</p><p><b>　　主電路選型</b></p><p><b>　　雙PWM脈寬調制</b

11、></p><p>　　雙PWM變換器是一個交-直-交變流裝置，是由整流和逆變兩個變流器通過中間直流環(huán)節(jié)的連接而成。設計中這兩個變流器可以采用二極管整流器、晶閘管、MOSFET、IGBT等有源逆變器，但與MOSFET相比較而言，IGBT具有開關速度高，開關損耗小，具有耐脈沖電流沖擊的能力，通態(tài)壓降較低，輸入阻抗高，為電壓驅動，驅動功率小等優(yōu)點。綜合各項指標考慮，本設計采用由IGBT構成的橋式變流器。雙PWM

12、脈寬調制技術使電機輸出的電流波形達到完美無諧波的控制，而且PWM變流器可以四象限運行。采用PWM調制的發(fā)電機側變流器本身具有BOOST升壓功能，無需額外的升壓電路，發(fā)電機可以在很寬的風速范圍內運行，有效的提高了系統(tǒng)的風能捕獲效率。更為重要的是，這種雙PWM結構的變流器功率可以雙向流動，這也使發(fā)電機的控制變得非常靈活，不僅可以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應，減少損耗和沖擊，同時還能實現風力發(fā)電機網側功率因數為 1，使電流波形控制為正弦。雙 PWM 變

13、換器主電路拓撲結構如圖1.1.1 所示，整個雙PWM脈寬調制系統(tǒng)分成交流輸入側、PWM 整流器、直流側、PWM 逆變器和輸出濾波器。</p><p>　　圖2.1.1 雙PWM電壓源型主電路拓撲結構圖</p><p><b>　　整流電路選型</b></p><p>　　圖2.2.1 發(fā)電機側PWM整流原理圖</p><p&

14、gt;　　以IGBT構成6個逆變器電子開關，每個開關并聯一個續(xù)流二極管，防止電流反向時燒壞IGBT。通過給各個IGBT的門極輸入不同的PWM波形來控制各個IGBT在不同時刻的關斷情況，從而達到控制直流側的輸出波形。輸入端輸入三相交流電壓，隨著控制角的不同，穩(wěn)壓電容上就出現不同的電壓波形：</p><p>　　圖2.2.2 三相全控整流不同控制角的直流側輸出波形</p><p><b&

15、gt;　　逆變電路選型</b></p><p>　　逆變電路采用SPWM電路，在輸入電壓為通過上級整流電路而得的直流電壓的情況下，如整流橋類似，也是通過各個IGBT的不同時刻的關斷情況，從而控制輸出標準的正弦波電壓。</p><p>　　圖2.3.1 電網側SPWM變換器拓撲結構</p><p>　　通過控制器發(fā)出的方波控制信號，輸出端產生基波為正弦波的

16、方波電壓，再經過輸出濾波裝置即可產生標準的正弦波電壓輸出。</p><p>　　圖2.3.2 三相SPWM波形</p><p><b>　　輸出濾波器的設計</b></p><p>　　為了使經過變換器得到的三相交流電是正常的線電壓380V，頻率為50Hz的正弦電壓</p><p>　　我們在逆變器的末端接一個輸出濾波器

17、，如圖2.4.1所示。常用濾波器的結構，都是由電感和電容組成的二階濾波器考慮到逆變橋輸出沒有中點，所以濾波電容一般接成三角形。</p><p>　　圖2.4.1 輸出濾波器的接法</p><p><b>　　電路仿真</b></p><p>　　主電路無源器件參數計算</p><p>　　圖3.1 雙PWM電壓源型主電路

18、拓撲結構圖</p><p><b>　　直流電壓的確定</b></p><p>　　在圖3.1中，采用PWM調制的發(fā)電機側變流器本身具有BOOST升壓功能，無需額外的升壓電路，發(fā)電機可以在很寬的風速范圍內運行，有效的提高系統(tǒng)的風能捕獲效率。由于此變換器的的升壓式工作機理，決定了其輸出直流側電壓必須高于交流側正弦電壓峰值，所以輸出直流電壓可以從交流電源電壓峰值附近向高調

19、節(jié)，如果向低調節(jié)就會使電路性能惡化，則(為交流側線電壓有效值)，取756.9V。 （3.1）</p><p><b>　　交流側電感的選擇</b></p><p>　　雙 PWM 變換器的網側電感的取值將直接影響到網側電流的動、靜態(tài)響應，而且還制約著變換器

20、在整流工作狀態(tài)下的輸出功率及功率因數。雙 PWM 變換器的網側電感的主要作用如下[3]~[5]：</p><p>　　(1) 使電流受控，呈電流源特性，可將電流控制轉化為電壓控制，通過交流側電壓或者電流幅值、相位的控制均可實現能量的雙向流動。</p><p>　　(2) 抑制網側 PWM 電流諧波分量，從而控制網側電流為正弦曲線。</p><p>　　(3) 使變換

21、器可向電網傳輸無功功率，甚至實現網側純電感、純電容運行特性。對網側電感的設計應考慮兩個重要性能指標即： 滿足快速電流跟蹤要求和滿足電流波動在允許值范圍值內。</p><p>　　電感的取值要求范圍如下：</p><p>　　其中 為825V， 為相電壓的最大幅值275V，開關頻率取10KHz，則為100us， 為允許的電流脈動，課題中給出的THD ≤ 5%，即 ， （3.2）

22、 為50A，w為100π。代入后計算得</p><p>　　4.56mH ≤ L ≤ 35mH （3.3）</p><p>　　由于考慮到電感的成本等問題，最終電感取值為10mH。</p><p><b>　　直流側穩(wěn)壓電容選擇</b></p><p>　　由于整

23、流后直流電壓最大值為825V，故耐壓值要取到900V。C的取值要求范圍如下：</p><p><b>　　(3.3)</b></p><p>　　其中L=10mH，為電流紋波系數，取10%，為電壓紋波系數，取0.5%，Im為50A，由此算出C≥ 1.7 F。在Matlab的仿真中電容可以取到法拉級別，但在實際應用中，需要多組耐壓值為450V的電解電容串聯、并聯才能達到

24、上述指標。</p><p><b>　　輸出濾波器參數設計</b></p><p>　　為了分析方便，我們將圖2.4.1三角形接法等效變換為星型接法，等效變換圖如圖3.4.1</p><p>　　所示。 可以看出，三角形接法中的電容電量C經等效變換成星形接法后變?yōu)?C。每相濾波器參數設計可以根據單相濾波器的設計方法進行。</p>

25、<p>　　圖3.4.1 濾波電容接成星形</p><p>　　選擇開關頻率為10kHz,選擇濾波器的截止頻率為開關頻率的1/10，即1kHz。根據濾波器體積最小的設計方法，電感的取值由下式決定：</p><p><b>　　（3.4.1）</b></p><p>　　式中，為電容電壓有效值；為基波角頻率；為濾波器截止角頻率；為阻性

26、負載時的輸出電流。</p><p>　　設整流后的直流電壓為，輸入電壓波動15%，滿載工作時，幅度調制為1，則逆變橋輸出基波電壓有效值為=1；設輸出電流最大為，則代入式3.4.1，得L0.36mH，3C=1/L70，所以C20。</p><p>　　主電路有源器件參數計算</p><p><b>　　主電路開關器件選擇</b></p>

27、;<p>　　目前，由 IGBT 單元構成的功率模塊在智能化方面得到了迅速發(fā)展，智能功率模塊 IPM(Intelligent Power Module)將IGBT、驅動電路和保護電路集成化，使整體的可靠性大為提高。IPM等于IGBT+驅動+保護（過流、短路、過熱、欠壓）+制動，IPM中的每個功率器件都設置有各自獨立的驅動電路和多種保護電路，能夠實現過流、短路、控制電壓降低以及過熱保護等功能。與過去IGBT模塊和驅動電路的組

28、合電路相比，IPM極大地提高應用系統(tǒng)整機的可靠性。本次設計課題中給出風力發(fā)電機的輸出線電壓有效值為380V，并帶有15%的波動。按照最大情況考慮，則IGBT承受的最大正反向峰值電壓為</p><p><b>　　(4.1)</b></p><p>　　課題中給出的電流最大值為100A，再考慮到功率器件取1.5倍的電壓裕量，則IGBT所要承受的最大正反向峰值電壓為。經過

29、對符合設計要求的IPM的選取，我們采用東芝 TOSHIBA 公司的 MIG100Q201H 型智能功率模塊作為主電路中的整流橋和逆變橋功率開關，其耐壓值為 1200V，最大電流 100A，其最大參數表如圖4.1.1.2。</p><p>　　智能功率模塊 MIG100Q201H 簡介</p><p>　　圖4.1.1.1 MIG100Q201H結構圖</p><p&

30、gt;　　圖4.1.1.2 MIG100Q201H最大等級參數表</p><p>　　由圖4.1.1.1可知，MIG100Q201H 智能功率模塊包含了 7個IGBT 單元，7個續(xù)流二極管模塊，本次設計中我們只采用6個構成橋式電路的IGBT，內置柵極驅動電路、邏輯控制電路以及欠壓、過流、短路、過熱等保護電路。此模塊共有22個端子，拿IPM作為整流電路來說明各端子的功能，上面16個端子用于PWM信號的輸入和故障信

31、號的輸出，起控制作用；下面6個端子含3個三相交流電壓輸出端(U，V，W)以及一個制動電阻接線端（P）；模塊需要四路相互隔離的+15V 驅動電源，其中上橋臂三路各用一組，下橋臂公用一組，控制參數表見圖4.1.1.3。</p><p><b>　　IPM保護功能介紹</b></p><p>　　如圖4.1.1.3所示，在IPM處于控制狀態(tài)時，各個保護功能電路中作用時流過的

32、最小保護電流、最大保護電流，超過閾值相應的保護功能啟動，對IPM及整個系統(tǒng)實行保護。IPM內置有驅動和保護電路，用以防止系統(tǒng)相互干擾或過載時損壞功率芯片。它采用的故障檢測和關斷方式使功率芯片的容量得到最大限度的利用IPM內置各種保護功能，只要有一個保護起作用，IGBT的柵極驅動電路就關閉，同時產生一個故障信號。</p><p>　　IPM 的保護功能介紹如下：（《高效功率器件驅動與保護電路——設計及應用實例》）

33、</p><p>　　(1) 過流保護(OC)：由IPM內藏的電流傳感器檢測各橋臂電流，當過流時間超過允許時間時，IPM就輸出動作信號， 并封鎖輸入信號，對模塊實行軟關斷。在過流期間，IPM不在接收輸入信號。過流信號過后，輸入信號才能導通。如果IGBT中的電流超過過流斷開閾值，且持續(xù)時間大于,IGBT就會關斷。設置為10（典型值）。電流在過流斷開閾值以上但持續(xù)時間小于時，過流保護電路不工作。</p>

34、<p>　　(2) 短路保護(SC)：由IPM內藏的電流傳感器檢測各橋臂電流，當短路電流超過允許電平時，IPM就輸出動作信號， 并封鎖輸入信號，對模塊實行軟關斷。這個過程和過流保護一樣，但其動作時間更短。負載短路或者系統(tǒng)控制器因相互干擾而發(fā)生直通現象時，IPM內的保護電路就會立即關斷IGBT。當流過IGBT的電流超過電流斷開閾值時，就會立即開始關斷，同時產生一個故障信號。</p><p>　　(3)

35、過熱保護(OT)：靠近 IGBT 芯片的絕緣基板上安裝有溫度傳感器，IPM的過熱保護單元實時監(jiān)測IPM基板的溫度，基板的溫度超過過熱斷開閾值時，IPM內的過熱保護電路就會中止柵極驅動，對模塊實行軟關斷，輸出故障信號，不響應控制輸入信號，直到過熱故障被排除。當溫度下降到過熱復位閾值以下且控制輸入為高電平（斷態(tài)）時，功率芯片將恢復工作，當下一個低電平輸入信號（通態(tài)）來臨時就恢復正常運行。</p><p>　　(4)

36、欠壓保護(UV)：IPM的欠壓保護實時監(jiān)測、控制電源電壓，欠壓時間超過允許時間時，欠壓保護電路就輸出動作信號， 并封鎖輸入信號，對模塊實行軟關斷。當欠壓信號恢復到允許值時，IPM才停止輸出動作信號，重新接收輸入信號。IPM由 15V 直流電源供電，若供電電壓低于欠壓斷開閥值，就會發(fā)生欠壓保護，封鎖門極驅動電路，輸出故障信號。若毛刺干擾時間小于規(guī)定的 Td(UV)，則不會出現保護動作，控制電路不受影響。為了恢復正常運行狀態(tài)，電源電壓必須超

37、過欠壓復位閾值。</p><p>　?。?）誤動作報警輸出信號：各種誤動作如果持續(xù)1ms以上，IPM就會向外部CPU發(fā)出誤動作信號，直到故障被排除為止。當IPM發(fā)生以上故障中的任一種時，其故障輸出信號持續(xù)時間均為1.8ms。在此期間IPM會封鎖門極驅動，關斷IPM。故障輸出信號持續(xù)時間結束后，IPM內部自動復位，門極驅動通道開放。</p><p>　　有源電路的驅動、保護原理設計</

38、p><p>　　M57959L構成的IPM驅動電路設計</p><p>　　M57959L是日本三菱公司生產的混合集成IGBT驅動器，其內部原理結構如圖5.1.1所示。（《電力電子電路設計》 鐘炎平）</p><p>　　圖5.1.1 M57959L內部原理結構</p><p>　　它由高速光耦隔離輸入，絕緣強度高，可與TTL電平兼容。內藏定時邏

39、輯短路保護電路，并具有保護延時特性。正負雙電源供電，如圖5.1.1中，其中=+15V，=-10V，從根本上克服了一般單電源供電時負電壓不穩(wěn)的缺點。驅動功率大，可驅動200A/600V或者100A/1200V的IGBT模塊。</p><p>　　由M57959L構成的驅動電路如圖5.1.2所示。</p><p>　　在使用時，需注意以下問題：</p><p>　　（1

40、）柵極電阻的取值。適當的柵極電阻能有效地抑制振蕩、減緩開關開通時的di/dt、改善電流上沖波形、減少浪涌電壓。從安全可靠性角度出發(fā)，應取較大的，但大的影響開關速度，增加開關損耗；從提高工作頻率角度出發(fā)，應取較小的。一般情況下，可靠性是第一位的，在滿足開關頻率的要求下，取較大的值。通過查閱其他書籍，我們取。</p><p>　?。?）保護閾值的設定。M57959L通過檢測IGBT的飽和壓降來判斷IGBT是否過流，當

41、檢測出IGBT的柵極和集電極同為高電平時就判斷為過流，此時通過柵極關閉和降壓電路將過流鉗制在較低值，同時通過光耦向控制電路發(fā)出故障信號。然而，M57959L的過流檢測端（1端）的閾值電壓為15V，對于小電流等級的IGBT起不到保護作用，因此，必須降低過流保護閾值，方法是在檢測端串聯穩(wěn)壓管，使保護閾值電壓變?yōu)?5V--，的取值由負載和IGBT的容量確定。</p><p>　?。?）驅動電源的設計。這一問題，我們將在

42、5.3節(jié)中重點討論。</p><p>　　PWM波形的輸出電路設計</p><p>　　PWM波形輸出電路如圖5.2.1所示。圖中的GAL16V8用來鎖存保護信號，并決定是否讓PWM信號輸出，輸出的PWM信號經過74LS07驅動后接驅動芯片M57959L輸入端的光耦初級二極管負端（M57959L的13端）。</p><p>　　圖5.2.1 PWM波形輸出電路<

43、;/p><p>　　GAL16V8是LATTICE公司推出的一款低密度可編程邏輯器件，在這里用于完成對輸出PWM信號的控制，其功能原理圖如圖5.2.2所示。保護信號PROTECT從7腳輸入，正常工作時為高電平，PWM信號經過GAL16V8緩沖后加在74LS07的輸入端，如果PWM為高電平，則驅動電路的M57959L輸入光耦截止，驅動相應的IGBT截止，否則，PWM為低電平，M57959L的輸入光耦導通，驅動相應的IG

44、BT導通。DSP輸出的邏輯應與實際的邏輯相反，這主要是考慮當系統(tǒng)復位時，DSP管腳輸出高阻狀態(tài)，通過排阻將PWM相應的管腳電平鎖定為高，這樣，所有的IGBT都處于截止狀態(tài)。</p><p>　　當系統(tǒng)產生保護時，PROTECT信號變低，圖5.2.2中所示的與非門和的輸入和輸出通過圖5.2.1所示的反饋電路相連接，組成一個RS觸發(fā)器。當PROTECT信號變?yōu)榈碗娖綍r，GAL16V8的13腳輸出高電平，由于13腳通過

45、與9腳相連，則9腳也為高電平，12輸出低電平，11變?yōu)榈碗娖?，一方面?3腳輸出鎖定為高電平，12腳鎖定為低電平，另一方面，11腳低電平將的輸出全部拉高，IGBT全部截止，完成保護。DSP的IOP接GAL16V8的8腳，復位RS觸發(fā)器，從而解除保護封鎖信號。其中，和電容分別組成RC低通濾波器，用于濾除保護信號中的干擾信號，RC濾波器的時間常數應盡可能小，否則會降低保護的及時性。</p><p>　　（1）GAL1

46、6V8芯片功能原理</p><p>　　（2）74LS07芯片功能原理</p><p>　　圖5.2.3 74ls07芯片邏輯圖</p><p>　　六高壓輸出緩沖器/驅動器，Vcc=5V,1、3、5、9、11、13為輸入管腳，2、4、6、8、10、12為輸出管腳。</p><p>　　M57959L驅動電源電路設計</p>&

47、lt;p>　　在5.1節(jié)中我們提到M57959L的驅動電源的設計問題，M57959lL需要雙電源供電，通常驅動電源由一單獨的工頻電壓器將220V降壓，再經整流濾波穩(wěn)壓后獲得，一路驅動電源變壓器需要兩個次級繞組。在三相橋式應用中，需6只IGBT及相同數量的驅動電路，驅動電源變壓器需要12個次級繞組，給變壓器的繞制帶來困難，同時也使電源電路變得復雜，而采用圖5.3.1所示電路可使繞組減少一半，其他器件也相應減少。其中，穩(wěn)壓管可選9V，

48、這樣，驅動正電源為15V，負電源為9V。</p><p>　　圖5.3.1 M57959L的驅動電源電路</p><p>　　在圖5.3.1中，有一個MC7824K集成電路，它是三端正電源穩(wěn)壓集成電路，有固定的電壓輸出，每種類型由于內部電流的限制，以及過熱保護和安全工作區(qū)的保護，使它基本上不會損壞。內部框圖如圖5.3.2所示。</p><p>　　圖5.3.2 MC

49、78XX內部框圖</p><p>　　由于MC7824K的輸入電壓為=33V（如圖5.3.3），再考慮整流電路中二極管的壓降，我們選擇將原邊220V電壓降為次級電壓為35V的工頻變壓器。</p><p>　　圖5.3.3 X7824電參數表</p><p>　　在5.4節(jié)中，我們將還會再用到X78XX系列中的一些穩(wěn)壓集成電路，如+12V、+5V、+3.3V。<

50、/p><p>　　控制電路輔助電源電路設計</p><p>　　控制電路輔助電源用于給系統(tǒng)中控制電路供電，按照控制電路的功能，需要+12V/-12V、+5V、+3.3V。輔助電源電路如圖5.4.1所示。</p><p>　　圖5.4.1 控制電路輔助電源電路</p><p>　　Tr1為控制電路輔助電源變壓器，有兩個獨立的輸出繞組，一個是帶中心抽

51、頭的雙16V繞組，一個是輸出8V繞組。雙16V輸出繞組經過整流和電容濾波后，變成兩路正負直流電壓，經過和穩(wěn)壓后得到+12V和-12V電源給運算放大器和霍爾傳感器等供電。8V輸出繞組經過整流濾波后產生+5V直流電壓，經過濾波后，連接DSP的Vcc引腳，同時該+5V電壓作為3.3V電源的產生源。的輸出作為數字3.3V供電源，的輸出作為模擬3.3V供電源，同時作為A/D轉換器的參考源。</p><p>　　控制、檢測、

52、保護電路原理設計</p><p><b>　　控制電路設計</b></p><p>　　為了完成各種開關算法，控制電路需要采用具有高速處理能力的芯片為主控制芯片，其主要功能應包括： </p><p>　?。?） 電網電壓電流信號實時采樣檢測，保證電路輸出與電網電壓同頻同相； </p><p>　?。?） 采樣并網電流和中

53、間直流電壓； </p><p>　?。?） 產生PWM控制脈沖信號，經驅動電路轉換放大后驅動IGBT開關管； </p><p>　?。?） 過電壓過電流檢測與保護信號產生； </p><p>　?。?） 系統(tǒng)運行狀態(tài)的監(jiān)視和控制、故障保護和復位。 </p><p>　　基于TMS320LF2407的最小系統(tǒng)設計，如圖6.1.1所示：</

54、p><p>　　圖6.1.1 DSP最小系統(tǒng)組成框圖</p><p>　　TMS320LF2407 的主要特點</p><p>　　基于TMS320LF2407 的控制電路的設計</p><p>　　(1) 電源電路設計</p><p>　　雖然我們在5.4節(jié)中設計了一組控制電路輔助電源電路，但考慮到要同時給TMS320L

55、F2407提供穩(wěn)定的+3.3V的工作電壓和上電復位信號，如圖6.1.2.1所示，因此我們針對TMS320LF2407另外再設計一組獨立的電源電路，我們選用TI 公司專為 DSP 供電所設計的電壓轉換芯片 TPS7333Q，芯片輸入為 5V，輸出為 3.3V，該芯片輸出穩(wěn)定，最大 35mV 損耗電壓，并具有上電復位功能。復位引腳連接到 DSP 的TRST端，當輸出電壓不穩(wěn)定或初始上電時，RESET 引腳將產生 200ms 的復位延遲對 D

56、SP 進行保護。</p><p>　　圖6.1.2.1 +3.3V供電電源及上電復位電路</p><p>　　TMS320LF2407有兩個復位源，即外部復位引腳復位和看門狗定時器溢出復位。復位方式有三種，即上電復位、手動復位和軟件復位，前兩種可以通過硬件電路來實現復位，后一種而通過軟件編程實現。我們再采用一種手動復位方式。如圖6.1.2.2所示，為了在復位（）引腳上產生一個外部復位脈沖，

57、通常需要一個寬度為幾個納秒的有效低電平脈沖。在參數選擇上，使脈沖有效寬度為至少一個時鐘周期的脈沖，在Vcc與引腳間串一個上拉阻值為10k,保證芯片有效復位。（TMS320LF2407 系統(tǒng)設計及外擴CAN總線設計）</p><p>　　圖6.1.2.2 手動復位電路</p><p><b>　　(2) 時鐘電路</b></p><p>　　LF

58、2407的時鐘發(fā)生器可有兩種方式：一是外接晶振同內部振蕩器產生時鐘，如圖6.1.2.3所示，即將晶振連接在XTAL1/CLKIN和XTAL2引腳之間，這兩個管腳各接一個負載電容到地，LF2407內部振蕩器被使能，生成時鐘。晶振應具有30的有效串阻和1mW的功耗。二是直接用外部晶振時鐘。我們采用第一種。</p><p>　　圖6.1.2.3 外部晶振連接</p><p><b>　

59、　信號檢測電路設計</b></p><p>　　信號檢測電路為控制電路提供準確的系統(tǒng)運行信息，是控制系統(tǒng)的重要組成部分，通過對各個被控量的檢測，將檢測結果送入 DSP，DSP 根據確定的算法對檢測信號進行處理并給出相應的響應量，來實現系統(tǒng)整體控制策略。與此同時，通過對部分信號的檢測還可以在其超出安全值域時發(fā)出警報，使 DSP 采取相應的保護措施，從而有效的保護整個系統(tǒng)。</p><

60、p>　　電網電壓相位過零點檢測電路</p><p>　　整個系統(tǒng)的運行需要已知電網電壓的相位過零點，圖 6.2.1.1為過零點檢測電路，輸入為網側 A 相電壓，當電壓為負半周時，C6 經D6、D5、R2l 充電到 15V。在 A 相電壓通過零點進入正半周之后，A 相電壓由負值變?yōu)檎怠．斦胫茈妷哼_到 1.4V 左右時，晶體管 T4 開始導通，C6 即通過限流電阻 R20、光耦中的 LED 和 T4 放電，

61、使該 LED 點亮。由于 T4 的集電極電流很大，C6 將迅速放電，故光耦中的 LED 只是短暫地點亮。這意味著 T4 只是短暫導通。C6 的容值為 0.1uF，同步輸出端將變低約 lms。改變 C6 的容值可以改變脈沖時間。輸出經電阻分壓后接 DSP 的捕獲單元 CAP4。</p><p>　　圖6.2.1.1 過零檢測電路</p><p><b>　　直流母線電流檢測<

62、;/b></p><p>　　如圖6.2.2.1為直流母線電流檢測電路，通過電流霍爾傳感器的取樣，并將采集的信號輸送到6.3節(jié)中的I_BUS接口上，實行短路保護。負載短路是短路中的一種，雖然屬于過載一種，但是不能用過載保護來取代短路保護，一方面過載保護響應速度一般比較慢，無法達到短路保護的要求；另一方面如果逆變器在輸出電流霍爾傳感器前發(fā)生短路，則輸出霍爾傳感器無法檢測到電流，也就不能進行保護。短路保護信號取

63、樣傳感器只能接在直流側電容和逆變橋之間的母線上，不能接在整流橋和電容之間，因為短路發(fā)生時，電容上存儲的能量可能使功率管燒壞。</p><p>　　圖6.2.2.1 直流母線電流檢測電路</p><p><b>　　綜合保護電路設計</b></p><p>　　為了能夠安全地工作，逆變器必須具備完善的保護功能，雖然我們選擇的IPM芯片中包含相應

64、的過流、欠壓、短路、過熱保護，但為了完善整個系統(tǒng)的保護功能，我們組另外再設計了一套短路、IGBT集電極過壓、過熱、過載保護電路。</p><p>　　IGBT集電極過壓：在用IGBT構成的逆變器發(fā)生負載短路或者同一橋臂出現直通現象時，電源電壓直接加到IGBT的集、射極之間，流過IGBT的集電極電流將會急劇增加，此時若不迅速撤除柵極驅動信號，IGBT將會被燒毀。</p><p>　　圖6.3

65、.1所示為三相逆變器綜合保護電路，包括過載保護、直流側短路保護、過熱保護，以及IGBT集電極過壓保護等。（《電力電子電路設》P211）</p><p>　　圖6.3.1 綜合保護電路</p><p>　　如6.3.1所示，CT_A、CT_B和CT_C為負載電流取樣信號，經過半波整流后加在比較器的反相端，逆變器正常工作時，比較器輸出高電平；當負載過流時。反相端信號峰值高于同相端電壓，比較器輸

66、出低電平，二極管導通信號變低，該信號接DSP的功率控制管腳，從而封鎖DSP的PWM輸出，同時引起中斷，通知CPU系統(tǒng)發(fā)生故障。如果想在DSP外封鎖PWM輸出，則需將信號鎖定以維持低電平狀態(tài)。</p><p>　　過熱保護信號通過溫度傳感繼電器獲取，溫度繼電器選擇常開型的，溫度等級根據系統(tǒng)需要進行選擇，它和功率開關管一起安裝在同一散熱器上，并盡量靠近開關管，使溫度取樣盡可能接近功率管的實際溫度，當過熱發(fā)生時，溫度繼

67、電器吸合，二極管導通，比較器的輸出電平翻轉為低電平，從而產生保護信號。</p><p>　　D_OUT為集電極過壓保護信號，它來自IGBT的驅動模塊（M57959L驅動電路），當IGBT處于導通狀態(tài)時，如果流過的電流過大，則集電極和發(fā)射極的電壓會迅速增大，所以檢測該電壓可迅速判斷IGBT是否過流。當保護發(fā)生時，驅動電路輸出一個高電平，即D_OUT變高，引起控制電路保護封鎖PWM脈沖。</p><

68、;p>　　I_BUS為短路檢測信號，實際上也是電流信號，采用電流霍爾傳感器取樣，信號取自輸入整流橋和逆變橋之間的直流側母線。</p><p><b>　　散熱設計</b></p><p>　　開關器件的熱設計方法</p><p>　　為了使功率開關器件安全工作，必須確保器件結溫 < ，而且不僅在額定負荷時需要確保，在超負荷等異常情況

69、下也必須保證控制在 以下,因此在散熱設計時要保證充分余量。 </p><p>　　熱阻的概念：熱平衡條件下兩點間的溫差與產生該溫差的耗散功率之比即為熱阻，。熱阻的等效電路如圖7.1.1所示。 </p><p>　　圖7.1.1 熱阻的等效電路</p><p>　　對于IGBT， （7-1）</p>

70、<p>　　其中，功率開關管損耗=開通損耗+關斷損耗+穩(wěn)態(tài)損耗，即：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　已知條件： (=125℃-150℃)，考慮最高溫度工作情況取 50℃。</p><p>　　散熱通路：管芯－管殼－散熱器接觸面－散熱器散熱面－環(huán)境</p><p>　　簡化

71、：管芯－管殼—散熱器（）,由器件參數決定</p><p>　　散熱器—環(huán)境（），由散熱器形式、尺寸和散熱方式決定。</p><p><b>　　的選擇方法：</b></p><p>　　容量大的器件熱阻較小，且通態(tài)壓降低，發(fā)熱功率也會降低，但容量大的器件價格較高。</p><p>　　采用器件并聯或電路多重化，相當于多個

72、熱阻并聯，可以有效降低熱阻，同樣成本會成倍提高。</p><p>　　管殼與散熱器的接觸熱阻也由廠家提供，接觸面上要用導熱硅脂填充導熱界面，減小接觸熱阻。</p><p><b>　　的選擇方法：</b></p><p>　　散熱面大的散熱器熱阻較低，合理的散熱設計可以事半功倍</p><p>　　散熱方式有自然空冷、強

73、制風冷、水冷、油冷、熱管散熱等</p><p>　　自然風冷（設為基準1），小功率中常用 </p><p>　　強制風冷（3～4），噪聲大、維護量大 </p><p>　　水冷（15～150），維護量極大，需要水處理和循環(huán)，有凝露 和低溫下凍結的問題 </p><p>　　油冷（15～30），維護量較水冷小，循環(huán)油冷效率可提高3倍 </

74、p><p>　　熱管散熱（30～40），效率很高，設計靈活</p><p>　　機箱結構的設計考慮：</p><p>　?。╝）強度：框架和底板要求結實，可以承受變壓器、電抗器、散熱器等的重量，側面蓋板可以較薄，減輕重量 。</p><p>　?。╞）散熱：發(fā)熱器件位置集中布置在風道的路徑上，避免成為其它器件的熱源 。</p>&l

75、t;p>　?。╟）調試、維護：需要調試的元器件模塊、易損的器件布置于容易接觸到的位置 。</p><p>　?。╠）電磁屏蔽：機箱各蓋板和底板之間應有良好的搭接，機箱開孔盡可能少，輻射電磁場較強的元件應遠離開孔。</p><p><b>　　IGBT散熱計算</b></p><p><b>　　仿真</b></

76、p><p><b>　　設計技術參數及要求</b></p><p><b>　　系統(tǒng)仿真設計</b></p><p>　　圖 7－2 為系統(tǒng)仿真結構圖。其中，整流和逆變 SPWM 模塊均采用 Simulink 工具箱中的通用橋模塊，整流 PWM 模塊采取內調制波生成，載波為三角波，頻率設定為1000Hz，輸出電壓頻率設定為10

77、00Hz；逆變 PWM 模塊也采取內調制波生成，載波頻率設定為 2000Hz，輸出電壓頻率設定為 50Hz；前級調制幅值設定為 0，后級調制比為0.9；整流濾波電容器 C 選取為1.7F；負載采用 0～50kW 三相并聯 RLC 負載。</p><p>　　圖7－2 系統(tǒng)仿真結構圖</p><p><b>　　仿真結果</b></p><p>

78、　　圖 7－3～圖 7－7 所示波形是在空載時應用上述變流控制系統(tǒng)仿真后得到的仿真結果。圖 7－3 所示是輸入的電壓電流波形，可以看到，電壓符合給定的要求，即三相正弦波電壓，幅值為 250V，頻率為 30Hz。</p><p>　　圖7－3 輸入電壓電流波形</p><p>　　圖 7－4 所示是 PWM 整流器整流后經大電容器 C 濾波后得到的直流電壓波形，直流電壓大小為 350V 左右

79、，當電容器電容值選取恰當時，輸出直流電壓跟蹤輸入交流電壓變化速度非?？欤ㄐ螏缀醭室粭l水平直線；當逐漸增大電容時，由于電容沖放電時間變長，波形變化比較緩慢，仿真速度較慢，時間較長，波形呈斜線上升趨勢；當逐漸減小電容時，仿真速度較快，波形不平滑，使逆變器輸出波形產生畸變。所以，選擇濾波電容器的電容大小是個關鍵，經反復調整，仿真運行，根據輸出電壓波形選擇電容器電容大小為 1.7F，得到如圖7－4所示直流電壓波形和圖7－7示逆變器輸出電壓波形

80、，從波形上看是非常理想的。</p><p>　　圖7－4整流后電壓波形</p><p>　　圖7－5 所示是三相輸出電壓波形畸變率。逆變器輸出電壓主要受其輸入的直流電壓幅值和波形影響，如果整流電壓波形不平滑，幅值振幅較大，則逆變器的輸出波形便不是矩形波，逆變器波形越接近矩形波，則經過三相無源濾波器濾波后，逆變器輸出波形越接近正弦波。</p><p>　　圖7－5 輸

81、出電壓THD</p><p>　　圖7－6所示是輸出端的三相電壓和三相電流波形。其中，相電壓大小為220V，頻率為 50Hz。</p><p>　　圖7－6 輸出電壓電流波形</p><p>　　圖7－7 輸出電壓波形（濾波前）</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[

82、1] 周志敏，周紀海，紀愛華.IGBT和IPM及其應用電路.北京：人民郵電出版社，2006.4.</p><p>　　[2] 智能功率模塊MIG50Q201H Datasheet</p><p>　　[3] 曾江.有源濾波器定頻滯環(huán)電流控制新方法.電網技術，2000.1：1-8.</p><p>　　[4] 張加勝，郝榮泰.一類新型PWM可逆整流器.電工技術學報，1

83、995.1：37-41.</p><p>　　[5] 張崇巍，張興.PWM整流器及其控制.機械工業(yè)出版社，2003.7.</p><p>　　[6] 葉杭冶.風力發(fā)電機組的控制技術.北京：機械工業(yè)出版社，2002.9</p><p>　　[7] 蘇奎峰，蔡昭全，呂強等.TMS320X281xDSP應用系統(tǒng)設計.北京：北京航空航天大學出版社，</p>&

84、lt;p><b>　　2008.5.</b></p><p>　　[8] 蘇奎峰，呂強，耿慶峰等.TMS320F2812原理與開發(fā).北京：電子工業(yè)出版社，2005.7.</p><p>　　[9] Texaslnstruments ， TMS320F2810 ， TMS320F28ll ， TMS320F2812 ， TMS320C2810 ，</p>