畢業(yè)設計--電動汽車無線充電系統(tǒng)研究

1、<p>　　編號 </p><p><b>　　畢業(yè)論文</b></p><p><b>　　二〇一一年六月</b></p><p>　　電動汽車無線充電系統(tǒng)研究</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>

2、;　　非接觸感應電能傳輸技術是一種新型電能傳輸技術，利用電磁感應理論實現(xiàn)電能有效、安全的傳輸，在交通運輸、航空航天、機器人、醫(yī)療器械、照明、便攜式電子產(chǎn)品、礦井和水下應用等場合有著廣泛的應用前景。</p><p>　　本文對非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)中的功率變換器的一些關鍵技術進行了研究。首先介紹了非接觸感應電能傳輸?shù)脑?、研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢。針對非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的構成，討論了非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的設計準則，

3、在闡述可分離變壓器特點和分類的基礎上，對可分離變壓器的磁路進行了分析，進而給出了新型非接觸變壓器的磁路模型。其次，對帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的電路特性進行了分析，分析了變換器的諧振頻率，對移相控制的帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器進行了電路仿真。最終的仿真結果能夠滿足系統(tǒng)的要求，并能夠穩(wěn)定工作，達到預期目標。</p><p>　　關鍵詞：非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)，可分離變壓器，磁路模型，全橋串聯(lián)諧振變換

4、器</p><p>　　The Research of Electric Vehicle Wireless Charging System</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Contactless inductive power transfer technique is a novel power tr

5、ansfer method, which utilizes the electromagnetic coupling theory to achieve contactless power transfer effectively and safely. Therefore this technique is widely used in many applications such as public transport system

6、s, aviation and space systems, robots, medical plants, lighting, compact electronic devices, mine and water applications.</p><p>　　The paper focuses on some key technologies of the contactless inductive powe

7、r system. Firstly, the main operation principle, research status and development trends are introduced. Some design guide lines are discussed based on the structure of the system. The magnetic circuit of the separate tra

8、nsformer is analyzed on the base of the introduction of the characteristics and types of the separate transformer. The characteristics of the full bridge series resonant converter with the separate transf</p><

9、p>　　Key Words： Contactless inductive power transfer system; Separate transformer; Magnetic circuit model; full bridge series resonant converter</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b&g

10、t;　　摘 要i</b></p><p>　　Abstractii</p><p>　　第一章 緒 論- 1 -</p><p>　　1.1 論文選題背景- 1 -</p><p>　　1.2 非接觸感應能量傳輸系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢- 2 -</p><p>　　1.2.1 非接觸感應能

11、量傳輸系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀- 2 -</p><p>　　1.2.2 非接觸感應能量傳輸系統(tǒng)的發(fā)展趨勢- 3 -</p><p>　　1.3 本文研究的意義及內(nèi)容- 4 -</p><p>　　1.3.1 本文研究的意義- 4 -</p><p>　　1.3.2 本文研究的內(nèi)容- 4 -</p><p>　　第二章

12、 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)基本特性研究- 5 -</p><p>　　2.1 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的構成- 5 -</p><p>　　2.2 非接觸感應電能傳輸?shù)脑砑皟?yōu)點- 5 -</p><p>　　2.3 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的設計準則- 5 -</p><p>　　第三章 可分離變壓器概述與新型非接觸變壓器的磁路模型及其優(yōu)

13、化- 7 -</p><p>　　3.1 可分離變壓器概述- 7 -</p><p>　　3.1.1 可分離變壓器特點- 7 -</p><p>　　3.1.2 可分離變壓器的分類- 7 -</p><p>　　3.2 改進型非接觸變壓器- 8 -</p><p>　　3.2.1 磁芯形狀- 8 -<

14、/p><p>　　3.2.2 繞組布置- 9 -</p><p>　　3.3 改進型非接觸變壓器的磁路模型- 11 -</p><p>　　3.3.1 原有磁路模型的限制- 11 -</p><p>　　3.3.2 改進型磁路模型- 11 -</p><p>　　3.4 非接觸變壓器的優(yōu)化- 13 -</p

15、><p>　　3.4.1 變壓器優(yōu)化方法- 13 -</p><p>　　3.4.2 邊沿擴展平面U型非接觸變壓器- 14 -</p><p>　　第四章 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)全橋串聯(lián)諧振變換器的電路特性分析- 16 -</p><p>　　4.1 功率變換器的模型- 16 -</p><p>　　4.1.1 可

16、分離變壓器的等效電路模型- 16 -</p><p>　　4.1.2 變換器副邊等效電路- 17 -</p><p>　　4.1.3 變換器的補償電路- 18 -</p><p>　　4.2 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器電路特性分析- 20 -</p><p>　　4.2.1 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的作用及優(yōu)點-

17、20 -</p><p>　　4.2.2 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的諧振頻率- 20 -</p><p>　　4.2.3 移相控制帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的分析- 23 -</p><p>　　4.3 采用移相控制方式的全橋串聯(lián)諧振變換器電路仿真- 27 -</p><p>　　第五章 總結與展望- 31 -<

18、;/p><p>　　5.1 本文主要工作總結- 31 -</p><p>　　5.2 后續(xù)研究工作展望- 31 -</p><p>　　參考文獻- 32 -</p><p>　　致 謝- 33 -</p><p><b>　　第一章 緒 論</b></p><p&g

19、t;　　1.1 論文選題背景 </p><p>　　隨著“汽車社會”的逐漸形成，汽車保有量在不斷地呈現(xiàn)上升趨勢，而石油等資源卻捉襟見肘，另一方面，吞下大量汽油的車輛不斷排放著有害氣體和污染物質(zhì)。最終的解決之道當然不是限制汽車工業(yè)發(fā)展，而是開發(fā)替代石油的新能源，幾乎所有的世界汽車巨頭都在研制新能源汽車。新能源汽車的發(fā)展方向有多種，從技術發(fā)展成熟程度和中國國情來看，純電動汽車應是大力推廣的發(fā)展方向。</p>

20、;<p>　　電動汽車是指以車載電源為動力，用電機驅(qū)動車輪行駛，符合道路交通、安全法規(guī)各項要求的車輛。電動汽車無內(nèi)燃機汽車工作時產(chǎn)生的廢氣，不會產(chǎn)生排氣污染，對環(huán)境保護和空氣的潔凈是十分有益的，幾乎是“零污染”。 眾所周知，內(nèi)燃機汽車廢氣中的CO、HC及NOX、微粒、臭氣等污染物形成酸雨酸霧及光化學煙霧。電動汽車無內(nèi)燃機產(chǎn)生的噪聲，電動機的噪聲也較內(nèi)燃機小。噪聲對人的聽覺、神經(jīng)、心血管、消化、內(nèi)分泌、免疫系統(tǒng)也是有危害的。

21、</p><p>　　電動汽車的研究表明，其能源效率已超過汽油機汽車。特別是在城市運行，汽車走走停停，行駛速度不高，電動汽車更加適宜。電動汽車停止時不消耗電量，在制動過程中，電動機可自動轉(zhuǎn)化為發(fā)電機，實現(xiàn)制動減速時能量的再利用。有些研究表明，同樣的原油經(jīng)過粗煉，送至電廠發(fā)電，經(jīng)充入電池，再由電池驅(qū)動汽車，其能量利用效率比經(jīng)過精煉變?yōu)槠停俳?jīng)汽油機驅(qū)動汽車高，因此有利于節(jié)約能源和減少二氧化碳的排量。另一方面，電動

22、汽車的應用可有效地減少對石油資源的依賴，可將有限的石油用于更重要的方面。向蓄電池充電的電力可以由煤炭、天然氣、水力、核能、太陽能、風力、潮汐等能源轉(zhuǎn)化。除此之外，如果夜間向蓄電池充電，還可以避開用電高峰，有利于電網(wǎng)均衡負荷，減少費用。</p><p>　　傳統(tǒng)電動汽車充電模式有：①普通充電，多為交流充電，電壓220V或380V，一次需要8-10小時充滿；存在問題：需要大量的充電站，占用許多城市用地。②快速充電，多

23、為直流充電，一次充電需要10-20分鐘左右；存在問題：在短時間內(nèi)充電完畢需要一個兆瓦級的充電站，難以實現(xiàn)。③電池更換，時間短，能保證汽車的正常行駛；存在問題：電池組標準化比較困難，電池組心的問題就難以解決。利用充電樁充電的形式會有以下缺點：同時充電的汽車數(shù)目有限，戶外有線充電樁易受到損壞，建專用充電站占用大量用地。因此，我們可以采用無線充電形式[1]。</p><p>　　電動汽車無線充電技術有三種模式：電磁感應

24、式、磁場共振式、無線電波式。非接觸能量傳輸系統(tǒng)（感應耦合）--原副邊完全分離的非接觸變壓器，通過磁場的耦合傳輸電能，使得能量傳遞過程中供電側和用電側沒有物理鏈接。隨著功率半導體器件和功率變換技術的發(fā)展，一種新型的感應電能傳輸技術使大氣隙的非接觸傳輸成為可能。除傳統(tǒng)的導線連接傳輸外，非接觸電能傳輸包括感應傳輸、容性傳輸、電磁波傳輸。非接觸電能傳輸可通過磁場或電場實現(xiàn)，緊耦合的傳輸形式如變壓器、電容，可以實現(xiàn)無電氣連接的能量傳輸，但是由于磁

25、場鐵芯和電場媒質(zhì)的限制，它們不適合向運動的物體進行大氣隙的能量傳輸。在變壓器松耦合的方式下，如果工作頻率足夠高，磁場的變化率將在原、副邊繞組之間引起很強的電磁感應，這使大氣隙的能量傳輸變得可行，這是感應電能傳輸?shù)幕靖拍?。與感應電能傳輸類似，容性電能傳輸可以利用高頻變化的電場實現(xiàn)大氣隙的電能傳輸。但是受電場強度和介電常數(shù)以及介電材料的限制，容性電能傳輸?shù)墓こ虒嵱眠€有待進一步研究。類似于無線通訊，非接觸電能傳輸也可以采用電磁波的形式，但是

26、采用傳統(tǒng)的微波引導和天線在空氣中長距離進行能量的傳輸非常困難，能量的控制也很復雜</p><p>　　1.2 非接觸感應能量傳輸系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢</p><p>　　1.2.1 非接觸感應能量傳輸系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀</p><p>　　自從1831年法拉第揭示電磁感應現(xiàn)象以來，電能的傳輸主要是由導線直接接觸進行的，電氣設備一般通過插頭和插座等電連接器的接觸進行供

27、電[4]。這種傳輸方式由于存在摩擦、磨損和裸露導線，很容易產(chǎn)生接觸火花，影響了供電的安全性和可靠性，縮短了電氣設備的使用壽命。在礦井、油田鉆采等場合，采用傳統(tǒng)的導線直接接觸供電方式，因接觸摩擦產(chǎn)生的微小電火花，很容易引起爆炸，造成重大事故。在水下場合，導線直接接觸供電存在電擊的潛在危險。在給運動設備進行供電時，一般采用滑動接觸供電的方式，存在滑動磨損，接觸火花，碳積和不安全裸露導線等缺點[6-8]。在航空航天、機器人、醫(yī)療器械、照明、便

28、攜式電子產(chǎn)品等場合，非接觸感應電能傳輸技術也有廣泛的應用前景。非接觸感應電能傳輸技術解決了傳統(tǒng)導線直接接觸供電的缺陷，是一種有效、安全的電能傳輸方法[9-11]。</p><p>　　非接觸感應電能傳輸技術早在100年前就已經(jīng)為人所知，并進行了多次實驗嘗試，但因為效率太低，沒能商業(yè)化。隨著功率變換技術、控制技術和磁性材料的發(fā)展，以及非接觸感應電能傳輸需求的增長，非接觸感應電能傳輸技術得到了迅速的發(fā)展[3]。<

29、;/p><p>　　20世紀90年代初，新西蘭奧克蘭大學電子與電氣工程系功率電子學研究中心Boys教授以及由他領導的課題組率先對非接觸感應電能傳輸技術進行了系統(tǒng)的研究。經(jīng)過10多年的努力，先后獲得多項發(fā)明專利，該項技術已被成功推往美國、日本、德國和法國等地。新西蘭奧克蘭大學所屬奇思公司已將非接觸感應電能傳輸技術成功應用于新西蘭Rotorua國家地熱公園的30kW旅客電動運輸車[4,6-8]。</p>&

30、lt;p>　　90年代后期，日本、德國等國家相繼投入了一定的經(jīng)費從事非接觸電能傳輸?shù)难芯亢蛯嵱没a(chǎn)品開發(fā)，已獲得一定的技術突破和相應的實用產(chǎn)品，如日本大阪富庫公司的單軌型車和無電瓶運貨車、德國奧姆富爾(WAMPELER)公司DE 150KW載人電動火車，軌道長度達400m，氣隙為120mm，是目前為止建造的最大的非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)。該公司還將非接觸感應電能傳輸技術用于電動游船的水下驅(qū)動裝置[4,12]。</p>

31、<p>　　美國通用汽車公司子公司Delco Electronics研制的Magne-chargeTM是最先商業(yè)化的電動汽車非接觸電能傳輸系統(tǒng)之一，現(xiàn)在正由Delco生產(chǎn)和銷售，專用于GM的EV1型電動汽車充電。1995年1月，美國汽車工程協(xié)會根據(jù)Magne-chargeTM系統(tǒng)的設計，制訂了在美國使用非接觸感應電能傳輸技術進行電動汽車充電的條例——SAE J-1773[13,14]。</p><p>

32、　　在我國，非接觸感應電能傳輸技術的研究剛開始起步，僅有綜述性文獻和個別小功率樣機的研究報道。</p><p>　　1.2.2 非接觸感應能量傳輸系統(tǒng)的發(fā)展趨勢</p><p>　　非接觸感應電能傳輸技術是近些年發(fā)展的一項新技術，國際上至今還沒有制訂相關的標準。非接觸電能傳輸技術涵蓋功率變換技術、電磁感應技術等。像其他新技術一樣，非接觸感應電能傳輸技術的發(fā)展面臨著很多挑戰(zhàn)。首先，目前關于非

33、接觸感應電能傳輸?shù)睦碚摵同F(xiàn)代功率電子學相比，還很不完善，沒有一個統(tǒng)一的理論來指導設計非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)，因此在這方面還需要進行深入的研究。其次，非接觸感應電能傳輸依賴于功率變換技術、非線性電路理論的進一步發(fā)展。工程應用中的技術限制也制約著非接觸感應電能傳輸技術的發(fā)展，如無源器件和有源功率器件的電壓和電流定額。由于非接觸供電效率較低，并且有一定的電磁輻射，經(jīng)濟效益和環(huán)保問題也是非接觸感應電能傳輸技術應考慮的一個重要方面。此外，不斷提高

34、功率等級、系統(tǒng)穩(wěn)定性和可靠性、增加分離式變壓器的氣隙也是非接觸感應電能傳輸技術需要解決的難點。非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的研究正逐步向兩個方面發(fā)展：一是以磁懸浮列車為代表的大功率方向，包括汽車充電站、磁懸浮列車等等；另一種是小功率方向，主要是對一些日常小電器進行無接觸充電。大功率方向是非接觸感應電能傳輸技術的難點[12-13]。</p><p>　　1.3 本文研究的意義及內(nèi)容</p><p>

35、;　　1.3.1 本文研究的意義</p><p>　　隨著人們環(huán)境意識的提高和對石油燃料資源耗盡危機的警覺，未來的交通運輸系統(tǒng)將逐漸向著綠色、環(huán)保、電氣化的方向發(fā)展。未來的交通系統(tǒng)供電需求將為新型無接觸電能傳輸系統(tǒng)提供廣闊的市場。</p><p>　　電動汽車是唯一滿足零排放的車輛，它通常需利用蓄電池儲能，需要反復進行電池充電。近年來，環(huán)境意識和石油燃料資源耗盡的可能性使人們又重新重視了電

36、動汽車的研究發(fā)展，而電池充電將是未來的電動汽車面臨的一個重要問題。采用新型無接觸能量傳輸系統(tǒng)為電動車供電，具有一定優(yōu)越性。比如，當采用車載充電器時，傳統(tǒng)的充電系統(tǒng)在交流電源段分開，整個系統(tǒng)幾乎都在車上，而無接觸電能傳輸方式實現(xiàn)初、次級繞組之間分離，從而可將大部分的設備置于車外。</p><p>　　1.3.2 本文研究的內(nèi)容</p><p>　　本文對非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的關鍵技術進行了

37、研究，主要內(nèi)容如下：</p><p>　　第一章在概述研究背景的基礎上，介紹了非接觸感應電能傳輸技術的研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢，指出本文的研究意義和研究內(nèi)容。</p><p>　　第二章介紹了非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的構成，非接觸感應電能傳輸?shù)脑砗蛢?yōu)點，討論了一些設計準則，并介紹了高頻逆變拓撲的選取。</p><p>　　第三章在概述可分離變壓器的基礎上，介紹了改進型非接

38、觸變壓器，給出了改進型非接觸變壓器的磁路模型，提出了非接觸變壓器的優(yōu)化方案。</p><p>　　第四章對帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的電路特性進行了分析，分析了變換器的諧振頻率，對移相控制全橋串聯(lián)諧振變換器進行了電路仿真,同時分析了移相角的改變對變換器相關特性的影響。</p><p>　　第五章對本次畢業(yè)設計進行了總結，對工作中存在的問題以及未來的發(fā)展研究方向做出了一個總結，并對以

39、后的工作做出了一個展望。</p><p>　　第二章 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)基本特性研究</p><p>　　2.1 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的構成</p><p>　　非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)利用電磁感應理論實現(xiàn)電能的傳輸，能量傳輸框圖如圖2.1所示，以可分離變壓器為分界點，能量傳輸框圖由兩大部分組成，變壓器原邊由交流電網(wǎng)輸入，整流濾波成直流電，并經(jīng)過功率因數(shù)校正，通

40、過高頻逆變給變壓器原邊繞組提供高頻交流電流。通過原邊繞組與副邊繞組的感應電磁耦合將電能經(jīng)過整流濾波和功率調(diào)節(jié)后提供給用電設備。變壓器原、副邊采用無線通訊的方式對能量變換進行檢測和控制。可分離變壓器的原邊繞組和副邊繞組是可分離的，這和開關電源中的變壓器有很大的不同。此外，可分離變壓器可以保持相對靜止或運動的狀態(tài)，適用于不同的應用場合[5]。</p><p>　　圖2.1 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)能量傳輸框圖</

41、p><p>　　2.2 非接觸感應電能傳輸?shù)脑砑皟?yōu)點</p><p>　　非接觸供電是基于磁場耦合實現(xiàn)無線供電的新型電能傳輸方式，利用原副邊完全分離的非接觸變壓器，通過高頻磁場的耦合傳輸電能，實現(xiàn)能量傳遞過程中供電側和用電側無物理連接。與傳統(tǒng)的接觸式供電相比，非接觸供電使用方便、安全，無火花及觸電危險，無積塵和接觸損耗，無機械磨損和相應的維護問題，可適應多種惡劣天氣和環(huán)境，便于實現(xiàn)自動供電。

42、</p><p>　　2.3 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的設計準則</p><p>　　非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)采用可分離變壓器實現(xiàn)能量傳輸，因此變壓器的原邊繞組與副邊繞組之間有一段較長的空氣磁路，漏磁很大，耦合系數(shù)較低，限制了能量傳輸?shù)哪芰托?。根?jù)非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的特性，設計準則主要有：</p><p>　　提高可分離變壓器的耦合系數(shù)。選取合適的變壓器鐵芯結構

43、和繞組位置，可以提高可分離變壓器的耦合系數(shù)，提高能量傳輸?shù)哪芰Α?lt;/p><p>　　采用諧振變換器作為非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的功率變換器。為了給變壓器原邊繞組提供波形質(zhì)量較好的交流電流，減少電磁干擾和電磁輻射，常采用諧振變換器給可分離變壓器的原邊繞組提供正弦電流。</p><p>　　實現(xiàn)開關管的軟開關。提高變換器的開關頻率可以減小非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的體積和重量，但是隨著開關頻率的不

44、斷提高，采取硬開關方式的功率變換器，其開關損耗將大大增高，影響了系統(tǒng)效率的提高，對電動汽車和磁浮列車等大功率充電場合，提高變換器的效率尤為重要。因此，為了實現(xiàn)高功率密度，高的能量傳輸效率，必須實現(xiàn)開關管的軟開關，減小開關損耗。</p><p>　　提高變換器的輸入功率因數(shù)。非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)要得到廣泛的應用，必須實現(xiàn)高的輸入功率因數(shù)，減小對電網(wǎng)的污染，采用功率因數(shù)校正變換器可以有效的減小諧波含量，提高功率因數(shù)

45、[5]。</p><p>　　第三章 可分離變壓器概述與新型非接觸變壓器的磁路模型及其優(yōu)化</p><p>　　3.1 可分離變壓器概述</p><p>　　3.1.1 可分離變壓器特點</p><p>　　可分離變壓器是非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的關鍵部分，實現(xiàn)電能的非接觸傳輸?？煞蛛x變壓器和常規(guī)變壓器在原理上類似，都是應用電磁感應原理實現(xiàn)電能

46、從變壓器原邊到副邊的變換。但是可分離變壓器的原邊和副邊是分離的，如圖3.1所示，存在較大的氣隙，空氣磁路長度遠遠超過了常規(guī)變壓器的長度，變壓器處于松耦合狀態(tài)，磁路中有較大距離的空氣磁路，磁動勢中相當一部分消耗在空氣磁路部分，變壓器漏磁較大，耦合系數(shù)不高；而常規(guī)變壓器的磁路中氣隙很小，其磁動勢主要分布在鐵芯磁路部分，而鐵芯所具有的高磁導率決定了常規(guī)變壓器的磁阻較小，需要的勵磁電流較小[12,15]。</p><p>

47、;　?。╝）常規(guī)變壓器 （b）可分離變壓器</p><p>　　圖3.1 變壓器示意圖</p><p>　　3.1.2 可分離變壓器的分類</p><p>　　根據(jù)可分離變壓器原邊和副邊運動狀態(tài)的不同，可以將可分離變壓器分為三類：1、靜止式，原邊和副邊保持靜止。2、滑動式，原邊和副邊處于相對滑動的狀態(tài)，主要應

48、用于有軌電車、磁浮列車等交通運輸領域，如圖3.2（a）所示。3、旋轉(zhuǎn)式，利用了變壓器進行能量傳輸不受轉(zhuǎn)速影響的特點，原邊和副邊保持旋轉(zhuǎn)狀態(tài)，如圖3.2（b）所示[12,16]。</p><p>　?。╝）滑動式可分離變壓器 （b）旋轉(zhuǎn)式可分離變壓器</p><p>　　圖3.2 可分離變壓器示意圖</p><

49、p>　　3.2 改進型非接觸變壓器</p><p>　　3.2.1 磁芯形狀</p><p>　　T. H. Nishimura于1994年提出了基于傳統(tǒng)非平面磁芯和卷繞繞組結構的非接觸變壓器，如圖3.3所示。為便于分析，針對對稱繞組結構，并在副邊開路條件下給出其等效磁路， 如圖 1(b)所示。 其中，F(xiàn) = Ni，Ra、分別為 g和 方向的磁阻。</p><p&

50、gt;　　文獻[17]基于該磁路模型推導了其耦合系數(shù)近似公式，指出耦合系數(shù)的大小取決于變壓器中柱和邊柱的中心距離與氣隙g的比值。g固定，越大，耦合系數(shù)越高，大氣隙引起的較大是非接觸變壓器耦合系數(shù)小的根本原因。因此，可采用平面磁芯(通常比非平面磁芯大)并去掉中柱，來獲得更大的，來提高耦合系數(shù)、同時減小磁芯的體積質(zhì)量。改進的變壓器磁芯如圖 3.4所示，為平面U型結構。此外，由于兩磁柱內(nèi)側距離 L(即磁芯窗口寬度)相比文獻[17]中提出的磁柱

51、中心距離對磁阻的影響更大，本文改用L來描述非接觸變壓器的特性[2]。</p><p>　　圖3.4 改進的變壓器磁芯</p><p>　　3.2.2 繞組布置</p><p>　　針對圖 3.4給出的平面 U形磁芯，繞組也宜采用平面布置，便于減小漏感。平面繞組的布置方式有集中式和分布式 2種，如圖 3.5所示。</p><p><b&g

52、t;　　(a) 集中式繞組</b></p><p><b>　　(b) 分布式繞組</b></p><p>　　圖3.5 繞組結構比較</p><p>　　為了分析兩種繞組布置方法對耦合系數(shù)的影響，本文采用PlanarE43/10/28 磨掉中柱作為磁芯，在相同的條件下進行了對比實驗，結果如表1所示。實驗表明分布式繞組更有利于提高變

53、壓器的耦合系數(shù)。</p><p>　　表1 平面U 型磁芯兩種繞組布置方法的實驗結果</p><p>　　注：原副邊繞組均為25匝，氣隙10mm，頻率300kHz。</p><p>　　圖 3.6給出變壓器在 300kHz副邊開路條件下的Ansoft2D磁場仿真結果(原邊電流)?？梢钥闯?，兩種繞組布置方法主要影響磁芯窗口中的磁場分布。采用集中繞組時，原邊電流產(chǎn)生的磁

54、通不僅能經(jīng)L閉合，還能從磁芯邊柱經(jīng)繞組間的集中氣隙回到磁芯頂柱， 降低了變壓器的耦合系數(shù)。</p><p>　　圖3.6 兩種繞組布置方式的仿真結果對比</p><p>　　因此，變壓器應采用分布式平面繞組結構[2]。</p><p>　　3.3 改進型非接觸變壓器的磁路模型</p><p>　　3.3.1 原有磁路模型的限制</p&g

55、t;<p>　　為便于分析，本文與文獻[9]相同，針對對稱的繞組結構，在副邊開路條件下建立等效磁路、分析耦合系數(shù)。參考文獻[9]，可得到改進后非接觸變壓器的磁路模型，如圖 3.7所示，其中 F1 = F2 = Ni /2。耦合系數(shù)k表達式為</p><p>　　圖3.7 等效磁路圖</p><p>　　然而，實驗中發(fā)現(xiàn)，該模型及耦合系數(shù)公式不能很好地解釋下述實驗現(xiàn)象：<

56、/p><p>　　如表1所示，采用平面 U43 磁芯，L 為34.7mm，比文獻中磁芯對應的參數(shù)(21.8mm)大，但相同氣隙條件下耦合系數(shù)反而小； </p><p>　　采用平面U64 磁芯(Planar E64/10/50磨掉中柱)， 相比表1中的磁芯，L從34.7mm增大到53.8mm，但10mm氣隙條件下的耦合系數(shù)僅從0.46增加到0.48，不符合式(3.1)描述的耦合系數(shù)變化規(guī)律；&

57、lt;/p><p>　　按照式(3.1)預測，平面U43變壓器耦合系數(shù)為0.634，平面U64變壓器耦合系數(shù)為0.729，均遠大于實測值。</p><p>　　這些實驗結果表明，文獻[9]給出的等效磁路和耦合系數(shù)近似分析方法有一定的局限性，不能夠準確地描述改進型非接觸變壓器的磁通分布及耦合系數(shù)[2]。</p><p>　　3.3.2 改進型磁路模型</p>

58、<p>　　結合圖3.6(b)給出的磁場仿真結果，根據(jù)磁通耦合程度可將原邊電流產(chǎn)生的所有磁通分為3個部分，如圖3.8所示。</p><p>　　圖3.8 磁通分塊示意圖</p><p>　　1A、1B區(qū)為第1部分，漏磁通為。為由原邊電流產(chǎn)生，未被副邊繞組耦合的磁通，包括1A、1B區(qū)的磁通、。</p><p>　　2區(qū)為第2部分，部分耦合磁通為。為由原邊電

59、流產(chǎn)生，匝鏈副邊一部分繞組的磁通。</p><p>　　3區(qū)為第3部分，完全耦合磁通為。為由原邊電流產(chǎn)生，匝鏈副邊所有繞組的磁通。</p><p>　　根據(jù)電磁場仿真結果，結合磁通分類原則，可按照圖3.9來定義非接觸變壓器的磁阻，進而畫出非接觸變壓器的等效磁路圖，如圖3.10所示[2]。</p><p>　　圖3.9 磁阻定義示意圖</p><p

60、>　　圖3.10 非接觸變壓器精確磁路模型</p><p>　　3.4 非接觸變壓器的優(yōu)化</p><p>　　3.4.1 變壓器優(yōu)化方法</p><p>　　進一步優(yōu)化非接觸變壓器的結構，在提高耦合系數(shù)的同時減小變壓器的體積質(zhì)量。增加耦合磁通比例可提高變壓器的耦合系數(shù)，且全耦合磁通所占比例越大越有利于提高k。即應減小、，同時增大、、，并盡可能減小。</

61、p><p>　　由近似公式(3.1)可知，當L<2g時，則k<0.5，相同氣隙條件下變壓器耦合系數(shù)低于文獻。當L>2g，繼續(xù)增大L只會減小中的梯形柱磁阻，增加，變壓器的體積、質(zhì)量增大，但對耦合系數(shù)的改善并不明顯；還可將增大磁芯L改為增大f，如圖3.11所示。對比兩種方法，可知兩種磁芯質(zhì)量相同，但增大f，可減小，所占比例較大，耦合系數(shù)更高。因此，L應略大于2g，宜采用增大f的方法提高k。</p&

62、gt;<p>　　增加W，所有磁阻同時減小。為了避免漏磁阻減小影響耦合系數(shù)，可增大側柱部分的磁芯寬度、同時減小中央U部分的磁芯寬度，如圖3.11(b)所示。減小、，同時增大、，有利于實現(xiàn)高耦合系數(shù)和輕量化。繞組也應采用平面分布式繞組，防止磁通經(jīng)兩繞組間集中氣隙直接閉合[2]。</p><p>　　(a) 橫向尺寸優(yōu)化(正視圖)</p><p>　　(b) 寬度尺寸優(yōu)化(底視圖

63、)</p><p>　　圖3.11 磁芯結構優(yōu)化方法</p><p>　　3.4.2 邊沿擴展平面U型非接觸變壓器</p><p>　　由上述優(yōu)化方法，本文提出了邊沿擴展、平面U型非接觸變壓器。磁芯中部為平面U型結構，磁芯兩邊柱底部向外側擴展，擴展的幾何形狀可為矩形、圓形或多邊形，如圖3.12所示。繞組分繞在兩個底部向外擴展的磁芯邊柱上，為分布式平面繞組結構。該新型

64、磁芯結構通過增加原副邊磁芯正對面積，提高全耦合磁通的比例，增大耦合系數(shù)；將磁芯邊沿的擴展部分限制在邊柱的底部，因而能在獲得高耦合系數(shù)的同時顯著降低變壓器的體積和質(zhì)量。當磁芯總長度一定時，應令L略大于2倍氣隙長度，從而可有效利用磁芯長度盡量提高全耦合磁通比例，提高變壓器耦合系數(shù)[2]。</p><p>　　圖3.12 非接觸變壓器磁芯結構</p><p>　　第四章 非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)全

65、橋串聯(lián)諧振變換器的電路特性分析</p><p>　　4.1 功率變換器的模型</p><p>　　4.1.1 可分離變壓器的等效電路模型</p><p>　　在功率變換電路中，常采用變壓器模型來描述原、副邊繞組的耦合關系。這種模型適用于變壓器原邊和副邊緊密耦合的情形，原、副邊電壓滿足匝比關系，其漏感通?？梢院雎圆挥?。互感模型是另一種描述原、副邊繞組耦合關系的電路模型

66、。互感模型使用感應電壓和反映電壓的概念來描述原、副邊繞組的耦合關系。感應電壓和反映電壓都通過互感來表達?？煞蛛x變壓器的耦合性能較差，處于松耦合狀態(tài)，原、副邊電壓不滿足匝比關系。因此用互感模型來表示可分離變壓器的等效電路模型更為適用[15,16,18,19]。</p><p>　　圖4.1給出了采用互感模型的可分離變壓器等效電路，忽略原、副邊繞組的電阻。圖4.1中，、分別表示可分離變壓器的原邊繞組電壓和副邊繞組電壓

67、，、分別表示可分離變壓器的原邊電感和副邊電感，M表示可分離變壓器的互感，ω是開關角頻率，變壓器原、副邊繞組電流、參考方向如圖所示。表示可分離變壓器原邊繞組電流在副邊的感應電壓，是可分離變壓器副邊繞組電流在原邊的反映電壓[3,12,13,16,20]。</p><p>　　因此，分離變壓器原邊繞組兩端的電壓是：</p><p>　　分離變壓器副邊繞組兩端電壓的電壓為：</p>

68、<p>　　可分離變壓器原邊繞組和副邊繞組的耦合系數(shù)K為</p><p>　　耦合系數(shù)K表明了可分離變壓器原邊繞組和副邊繞組的耦合程度，與變壓器的結構、幾何尺寸等因素有關，通常是根據(jù)具體的應用要求確定的。</p><p>　　圖4.1 可分離變壓器的互感等效電路</p><p>　　4.1.2 變換器副邊等效電路</p><p>　

69、　根據(jù)可分離變壓器的互感等效電路，假設可分離變壓器原邊繞組電流是恒定交流，那么在穩(wěn)態(tài)情況下，可分離變壓器副邊繞組的感應電壓是一個恒定的交流電壓源。因此，可以得到變換器副邊電路的戴維南等效電路和諾頓等效電路，如圖4.2所示。</p><p>　?。╝）戴維南等效電路 （b）諾頓等效電路</p><p>　　圖4.2變換器副邊電路的等效電路</

70、p><p>　　圖4.2中，是變換器副邊感應電壓</p><p>　　是變換器副邊短路電流，</p><p>　　變換器負載為電阻R時，變換器的輸出功率為</p><p>　　由電工學知識可知，變換器向負載R提供最大功率的條件是最大輸出功率為:</p><p>　　4.1.3 變換器的補償電路</p><

71、;p>　　變換器的原、副邊補償電路是指在非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)中，為了降低變換器原邊開關管的電壓電流定額、改善變換器的輸出特性加入的電路，通常采取加入補償電容的方式來實現(xiàn)[14,19,21]。</p><p>　　補償方式可以分為串聯(lián)補償和并聯(lián)補償兩類。串聯(lián)補償中補償電容和可分離變壓器的原、副邊繞組是串聯(lián)的；并聯(lián)補償中補償電容和可分離變壓器的原、副邊繞組是并聯(lián)的。</p><p>　

72、　原邊補償可以采用串聯(lián)補償和并聯(lián)補償兩種方式，如圖4.3所示。</p><p>　?。╝）未加補償 （b）串聯(lián)補償</p><p><b>　?。╟）并聯(lián)補償</b></p><p>　　圖4.3 原邊補償電路</p><p>　　若可分離變壓器的原邊

73、繞組直接跟變換器的開關管連接，那么原邊繞組兩端的電壓直接加在開關管上，原邊繞組電流也全部流過開關管，開關管的電壓電流定額較高。圖4.3(b)中，通過補償電容和原邊繞組的諧振，對原邊繞組兩端的電壓有一定的補償作用，即補償電容上的電壓降可以部分或完全抵消原邊繞組兩端的電壓降，降低了開關管的電壓應力，適用于原邊繞組較長、分散的應用場合。圖4.3(c)中，通過補償電容和原邊繞組的諧振，流過補償電容的電流對原邊繞組電流中具有一定的補償作用，降低了

74、開關管的電流應力，適用于采用集中繞組的應用場合。原邊補償電容和原邊繞組通常構成諧振變換器的諧振元件。</p><p>　　如果可分離變壓器副邊繞組直接與負載相連，變換器的輸出電壓和電流都會隨負載的變化而變化，限制了功率的傳輸，因此必須對變換器副邊進行補償?；镜难a償方式有串聯(lián)補償和并聯(lián)補償，如圖4.4所示。圖4.4(b)中，補償電容與變壓器副邊電感在頻率諧振處，副邊等效為一電阻，輸出電壓與負載無關，等效于輸出電壓

75、為副邊感應電壓的恒壓源，適用于需要直流母線電壓的場合。圖4.4(c)中，補償電容與變壓器副邊電感Ls在頻率諧振處，變換器副邊等效為純電導，輸出電流與負載無關，等效于輸出電流為副邊短路電流的恒流源。在充電器場合，宜采用副邊并聯(lián)補償?shù)姆绞?，實現(xiàn)對電池的恒流充電。實際工作時，副邊補償電路不一定處于完全諧振狀態(tài)，但是可以改善變換器的輸出特性。</p><p>　?。╝）未加補償

76、 （b）串聯(lián)補償</p><p><b>　　（c）并聯(lián)補償</b></p><p>　　圖4.4 副邊補償電路</p><p>　　因此，變換器的補償電路共有4種：串聯(lián)—串聯(lián)補償，串聯(lián)—并聯(lián)補償，并聯(lián)—串聯(lián)補償，并聯(lián)—并聯(lián)補償，分別適用于不同的應用場合。</p><p>　　4.2 帶可分離變壓器

77、的全橋串聯(lián)諧振變換器電路特性分析</p><p>　　4.2.1 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的作用及優(yōu)點</p><p>　　帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器由全橋高頻逆變、可分離變壓器、全橋整流三部分組成。變壓器原邊由交流電網(wǎng)輸入，整流濾波成直流電，并經(jīng)過功率因數(shù)校正，通過高頻逆變給變壓器原邊繞組提供高頻交流電流。通過原邊繞組與副邊繞組的感應電磁耦合將電能經(jīng)過整流濾波和功率調(diào)節(jié)

78、后提供給用電設備。</p><p>　　高頻逆變部分是非接觸感應能量傳輸系統(tǒng)的核心組成部分之一，輸出高頻電壓或電流，對非接觸感應傳輸系統(tǒng)的傳輸能力和傳輸效率產(chǎn)生影響。</p><p>　　產(chǎn)生高頻電壓（電流）通常可以采用兩種方法：SPWM 技術和諧振變換技術。</p><p>　　SPWM即脈沖寬度時間占空比按正弦規(guī)率排列，這樣輸出波形經(jīng)過適當?shù)臑V波可以做到正弦波輸

79、出。為了得到正弦度比較高的正弦波，假設開關頻率為正弦波頻率10倍，為了得到一個30kHz~100kHz的正弦波，開關頻率至少為300kHz，如果要得到的正弦度更高的正弦波，開關頻率還要更高，使器件的開關損耗增加。另一方面，開關頻率受器件和開關損耗的限制不能很高，即開關頻率遠小于SPWM所需的開關頻率，達不到輸出高頻電壓（電流）的要求。</p><p>　　諧振變換技術相比于SPWM變換技術，根據(jù)負載和開關頻率的不

80、同，可以實現(xiàn)零電流關斷或零電壓開通，頻率遠小于SPWM所需的頻率，開關損耗小，電壓（電流）接近正弦[22]。</p><p>　　帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的高頻逆變部分的開關管因自帶集成電容的充放電緩沖作用能實現(xiàn)關斷緩沖，減小關斷損耗；同時因自帶二極管的續(xù)流導通能實現(xiàn)開關管的零電壓開通，減小開通損耗。</p><p>　　綜上所述，可以采用全橋諧振式逆變器的拓撲，可以有效利用漏感

81、，使漏感能量參與諧振，而且可以實現(xiàn)開關管的軟開關，減小了開關損耗，提高效率。</p><p>　　4.2.2 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的諧振頻率</p><p>　　采用帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器作為非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的功率變換器。帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器如圖4.6所示，-是開關管（IGBT），是諧振電容（同時也是變換器的原邊串聯(lián)補償電容），、分別是可分離變

82、壓器的原邊電感和副邊電感，M是可分離變壓器的互感，-是整流二極管，是濾波電容，是阻性負載，變換器副邊未加補償電容。開關管和同相工作，開關管和同相工作，開關管和為180度互補導通。</p><p>　　圖4.6 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器</p><p>　　為了簡化分析，根據(jù)正弦等效原理，將變換器副邊整流濾波電路等效為交流電阻，</p><p>　　帶可分離

83、變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器副邊反映到原邊的阻抗為電容性阻抗。</p><p>　　其中，ω表示變換器的工作角頻率。</p><p>　　因此，變換器副邊反映到原邊的阻抗可以表示為電阻和電容的串聯(lián)。根據(jù)式（4.8），可得</p><p>　　稱為反映電阻，稱為反映電容。</p><p>　　由式（4.9）、式（4.10）可知，反映電阻和反映電容

84、的大小是由可分離變壓器的副邊電感、互感M，負載和變換器的工作角頻率ω決定的。</p><p>　　因此，帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器可以等效為圖4.7。</p><p>　　圖4.7 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的等效電路</p><p>　　在圖4.7中，將諧振電容和反映電容等效為電容，可得</p><p>　　因此，圖4.7可

85、以等效為圖4.8。</p><p>　　當帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器發(fā)生諧振時，可以得到</p><p>　　其中，是串聯(lián)諧振角頻率。</p><p>　　將式（4.11）代入式（4.12）可以得到串聯(lián)諧振角頻率的表達式：</p><p>　　圖4.8 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的等效電路II</p><p

86、>　　將式（4.3）代入式（4.13）可得</p><p>　　由式（4.14）可以得到變換器的串聯(lián)諧振角頻率的唯一表達式</p><p>　　則，變換器的串聯(lián)諧振頻率f0可表示為</p><p>　　因此，諧振頻率是由可分離變壓器的原邊電感、副邊電感、耦合系數(shù)K，諧振電容和負載決定的。</p><p>　　由于可分離變壓器的耦合系數(shù)K

87、滿足0﹤K﹤1，因此，式（4.15）中，</p><p>　　因此，變換器總存在諧振點使電路發(fā)生諧振。</p><p>　　4.2.3 移相控制帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的分析</p><p>　　移相控制帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器開關管的驅(qū)動信號如圖4.9所示。開關管和的驅(qū)動信號分別超前于開關管和一個相位，定義該相位為移相角。</p>

88、<p>　　圖4.9 移相控制主要波形圖</p><p>　　橋臂電壓的基波有效值為</p><p>　　由式（4.18）可知，控制移相角的大小可以控制橋臂電壓的大小。開關頻率高于諧振頻率時，開關管是零電壓開通的，但是開關管關斷時卻存在較大的損耗，為了實現(xiàn)開關管的軟關斷，通常給開關管并聯(lián)電容，限制關斷時開關管兩端的電壓上升率，從而降低關斷損耗，如圖4.10所示，—為緩沖電容。為

89、了防止變換器的橋臂直通，必須加入死區(qū)時間，變換器主要波形圖如圖3.11所示。在一個開關周期內(nèi)，變換器有八個工作模態(tài)，如圖3.12所示。</p><p>　　圖4.10 加緩沖電容的全橋串聯(lián)諧振變換器的等效電路</p><p>　　開關模態(tài)1[，]（如圖4.12（a）所示）：時刻，開關管兩端電壓下降到零，電流流過開關管的反并二極管和開關管，此時，可以零電壓開通開關管。該階段，橋臂電壓保持為零

90、。</p><p>　　開關模態(tài)2[，]（如圖4.12（b）所示）：時刻，關斷開關管，給開關管的緩沖電容充電，同時給開關管的緩沖電容放電，在和的緩沖作用下，近似零電壓關斷。</p><p>　　開關模態(tài)3[，]（如圖4.12（c）所示）：時刻，開關管兩端電壓下降到零，開關管兩端電壓上升到Vin，電流流過開關管和的反并二極管，變換器處于能量回饋階段。此時可以零電壓開通開關管。隨著電流方向的改

91、變，從開關管S1和流過，變換器開始向負載傳遞能量。</p><p>　　開關模態(tài)4[，]（如圖4.12（d）所示）：時刻，關斷開關管，給開關管的緩沖電容充電，同時給開關管的緩沖電容C2放電，在和的緩沖作用下，近似零電壓關斷。此后，當開關管兩端電壓上升到Vin，開關管兩端電壓下降到零，流過的反并二極管和開關管，變換器開始另一半周期工作，其工作情況類似于上述的半個周期。</p><p>　　圖

92、4.11 考慮死區(qū)的移相控制主要波形圖</p><p><b>　?。╞）</b></p><p>　?。╟） （d）</p><p><b>　　（f）</b></p><p>　?。╣）

93、 （h）</p><p>　　圖4.12 移相控制全橋串聯(lián)諧振變換器的開關模態(tài)圖</p><p>　　通過以上分析可知，開關頻率高于諧振頻率的移相控制全橋串聯(lián)諧振變換器可以實現(xiàn)開關管的零電壓開關，減小開關損耗和電磁干擾。但是零電壓開通是有條件的。</p><p>　　為了實現(xiàn)開關管的零電壓開通(如管)，當開關管處于關斷狀態(tài)時，必須滿

94、足，因此，要盡量大使得放完電，二極管續(xù)流導通，同時要選取較小值。開關管的零電壓關斷是無條件實現(xiàn)的，因為開關管中會自帶集成電容，通過電容的緩沖作用達到關斷緩沖的效果，減小關斷損耗。</p><p>　　當緩沖電容過大時，諧振電流不能完全抽走緩沖電容的電荷，無法實現(xiàn)開關管的零電壓開通；當緩沖電容過小時，開關管的軟關斷效果變差，關斷損耗將增加。因此，緩沖電容的大小應該綜合考慮。</p><p>

95、　　MOS管的損耗分為開通損耗、導通損耗、關斷損耗，通過實現(xiàn)開關管的零電壓開通來減小開通損耗，導通損耗無法避免，與所選MOS管有關，關斷損耗在保證能實現(xiàn)零電壓開通的前提下，使緩沖電容盡量大。二極管應選導通壓降小的，且要選快恢復二極管以減小關斷損耗。</p><p>　　4.3 采用移相控制方式的全橋串聯(lián)諧振變換器電路仿真</p><p>　　對圖4.6中所示的帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變

96、換器進行電路仿真。圖4.13是帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變化器的saber仿真圖，圖4.14是移相控制帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的仿真波形，仿真參數(shù)為：可分離變壓器原、副邊電感==60uH，耦合系數(shù)K=0.68，諧振電容=0.4uF，負載R=10歐姆,輸入電壓=100V，開關頻率為50kHz，移相角為45度。圖3.13中從下往上依次是開關管、的驅(qū)動電壓波形、、橋臂電壓波形、變換器的原、副邊繞組電流、。從仿真波形可以看出，開關管

97、開通前原邊繞組電流流過開關管、的反并二極管，開關管兩端電壓為零，開關管、實現(xiàn)了零電壓開通。</p><p>　　圖4.13 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變化器的saber仿真圖</p><p>　　圖4.13中與開關管串聯(lián)的電阻是考慮到開關管具有導通壓降。</p><p>　　觀察圖4.14（b）中、的波形可以看出，當=0時，為最大值；當=0時，為最大值；所以、中的

98、能量相互交換，處于諧振狀態(tài)。</p><p>　　觀察圖4.14（b）中、的波形可以看出，開關管實現(xiàn)了零電壓開通。</p><p>　　改變移相角，觀察其對變換器相關特性的影響：</p><p>　　移相角為90o時，其余仿真參數(shù)不變，得到如下仿真波形：</p><p>　　圖4.15 移相角90o為時的仿真波形</p><

99、;p>　　移相角為45o時，其余仿真參數(shù)不變，得到如下仿真波形：</p><p>　　圖4.16 移相角45o為時的仿真波形</p><p>　　移相角為0o時，其余仿真參數(shù)不變，得到如下仿真波形：</p><p>　　圖4.17 移相角0o為時的仿真波形</p><p>　　由以上三組波形的對比，可以發(fā)現(xiàn)：隨著移相角的增加，變換器的原

100、邊繞組電壓會減小，原、副邊繞組電流也會減小，由于原邊繞組電壓的減小，導致耦合到副邊的變壓也相應減小，造成整流后的輸出電壓也減小，因此得出結論：通過改變移相角的大小，可以有效地對變換器的原邊繞組電壓，原、副邊繞組電流，進而對輸出電壓，輸出功率進行控制。</p><p><b>　　第五章 總結與展望</b></p><p>　　5.1 本文主要工作總結</p>

101、;<p>　　介紹了研究背景，回顧了非接觸感應電能傳輸技術的研究現(xiàn)狀，討論了非接觸感應電能傳輸技術的發(fā)展趨勢。</p><p>　　介紹了非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的構成，針對應用可分離變壓器實現(xiàn)能量傳輸?shù)奶攸c，討論了非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的設計準則。</p><p>　　在闡述可分離變壓器特點和分類的基礎上，對改進型非接觸變壓器的磁路模型進行了分析，并給出了非接觸變壓器的優(yōu)化方

102、案。</p><p>　　介紹了可分離變壓器的等效電路模型，分析了帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的諧振頻率。分析了變換器的基本電路特性，對移相控制的變換器進行了仿真，同時分析了移相角的改變對變換器相關特性的影響。</p><p>　　5.2 后續(xù)研究工作展望</p><p>　　本文由于作者時間和水平有限，本設計還有以下工作有待深入研究：</p>

103、<p>　　討論了繞組位置和氣隙對可分離變壓器參數(shù)的影響，得出了變壓器參數(shù)隨氣隙變化的規(guī)律。</p><p>　　可以做一些相關的實驗工作：對全橋串聯(lián)諧振變換器構成的非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)進行實驗驗證，對設計的可分離變壓器的參數(shù)進行測試。</p><p>　　對變換器的原、副邊補償電路進行阻抗分析。</p><p>　　帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器也

104、可在雙極性控制方式下工作，并可進行相關仿真。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　電動汽車無線充電系統(tǒng)概述[M]. 北汽新能源</p><p>　　張巍，陳乾宏，S. C. Wong Michael Tse，等. 新型非接觸變壓器的磁路模型及其優(yōu)化[J].中國工程電機學報. 2010，Vol.30(27):108-

105、116.</p><p>　　武瑛，嚴陸光，黃常綱，等. 新型無接觸電能傳輸系統(tǒng)的性能分析[M]，電工電能新技術,2003，22(4),pp.10-14</p><p>　　李宏，感應電能傳輸—電力電子及電氣自動化的新領域[M]，電氣傳動，2001年第2期，pp.62-64</p><p>　　毛賽君，非接觸感應電能傳輸系統(tǒng)的關鍵技術研究[D]. 南京，南京航空航天

106、大學，2006</p><p>　　J.T.Boys,A.P.Hu,G.A.Covic. Critical Q analysis of a current-fed resonant converter for ICPT applications. Proc.Electronics Letters,2000,1440-1441.</p><p>　　J.T.Boys,G.A.Covic. P

107、ick-up transformer for ICPT applications. Proc.Electronics Letters,2002,pp.1276</p><p>　　A.P.Hu,J.T.Boys. Frequency analysis and computation of a current-fed resonant converter for ICPT power supplies. Proc.

108、international conference on power system technology,2000,pp.327-332</p><p>　　Bieler,T.,Perrottet,M.,Nguyen,V.,et al. Contactless power and information transmission. IEEE Transactions on Industry Electronics,

109、2002,vol.38,No.5, pp.1266-1272</p><p>　　Yungtaek Jang,Jovanovic,M.M. A Contactless Electrical Energy Transmission System for Portable-Telephone Battery Chargers. IEEE Transactions on Industry Electronics,200