基于dsp實現(xiàn)無位置傳感器畢業(yè)論文

1、<p>　　本 科 畢 業(yè) 論 文</p><p>　　基于DSP實現(xiàn)無位置傳感器無刷直流電機的控制</p><p>　　Sensorless BLDC Motor Control System Based on DSP</p><p>　　學生學號： </p><p

2、>　　學生姓名： </p><p>　　專業(yè)班級： </p><p>　　指導教師姓名： </p><p>　　指導教師職稱： </p><p>&l

3、t;b>　　2015年6月</b></p><p>　　基于DSP實現(xiàn)無位置傳感器無刷直流電機的控制</p><p>　　專業(yè)班級： 學生姓名：</p><p>　　指導教師： 職 稱：</p><p>　　摘要 隨著科學技術(shù)的持續(xù)發(fā)展，對傳統(tǒng)電力電氣技術(shù)的沖擊，導致了新型

4、的一種機電一體化的電機隨著新型的永磁材料的出現(xiàn)從而發(fā)展出來，并得到了各行各業(yè)的廣泛運用。新型的電機無刷直流電機并得以運用，其主要的結(jié)構(gòu)特點是安裝了轉(zhuǎn)子位置感應器進行對轉(zhuǎn)子位置處理，然后換相。然而轉(zhuǎn)子位置傳感器的結(jié)構(gòu)復雜，如果安裝在電機上，增加的電機的大小。也進一步是加工制造電機的成本，影響了電機運行。此外，在某些專業(yè)領域并不方便使用這種位置傳感器。</p><p>　　因此本文對于傳感器帶來的這一缺點，從而改進得

5、到無位置傳感器無刷直流電機，實現(xiàn)無傳感器采用DSP實現(xiàn)無位置控制。采用電動自行成的電機方式進行細致研究。</p><p>　　采用硬件美國德州公司生產(chǎn)的TMS320F240的作為數(shù)據(jù)收集處理器，得到的數(shù)據(jù)通過卡爾曼濾波算法進行處理，從而得到軟硬件最好的控制和運行方法。并利用預定位置啟動方式進行細致的分析。從而建立數(shù)學模擬三閉環(huán)控制。</p><p>　　為了去除電機在低速時的轉(zhuǎn)矩所產(chǎn)生的諧

6、波分量。本文還研究電機的轉(zhuǎn)矩時的特點，</p><p>　　加深探索消去轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生的諧波分量過于大，因而達到了減少了無刷型直流電動機的轉(zhuǎn)矩所產(chǎn)生的波形。實驗數(shù)據(jù)結(jié)果表明該設計的控制系統(tǒng)是具有可行性的。</p><p>　　關鍵詞：無刷直流電機 無位置傳感器 數(shù)字信號處理器 卡爾曼濾波算法</p><p>　　Sensorless BLDC Motor Contr

7、ol System Based on DSP</p><p>　　Abstract With the development of power electronic technology and a new type of permanent magnet material, brushless DC motor is a new type of electromechanical integrated moto

8、r developed rapidly, and in many areas to extensive application.However, the conventional brushless DC motor commutation is achieved through the rotor position sensor is installed, But the existence of position sensor ma

9、kes the configuration more complex, influences the reliance of motor operation and increases the cost of </p><p>　　This paper presented a control system of sensorless brushless DC motor ( BLDCM ) based on DS

10、P.The electric bicycle brushless DC motor as the research object, the digital signal processing chip TMS320F240 as the processor American Texas Company,while the use of the Kalman filter algorithm, enabling the software

11、and hardware design and control strategy of the system.In addition, it also uses the voltage zero crossing detection method to extractthe signal of rotor position, eliminates the depth fil</p><p>　　To elimin

12、ate brushless DC motor torque at low speed harmonic components,torque characteristics of BLDCM was studied in this paper,and some method how to eliminate the most significant torque harmonics were presented in order to p

13、roduce smooth torque.</p><p>　　Keywords Brushless DC Motor(BLDCM) Positionless sensor Digital signal processing(DSP) Kalman filter</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b&

14、gt;　　引言1</b></p><p>　　第1章 無刷直流電機的結(jié)構(gòu)及原理2</p><p>　　1.1 無刷直流電機的基本結(jié)構(gòu)2</p><p>　　1.1.1 電動機本體2</p><p>　　1.1.2 位置傳感器2</p><p>　　1.1.3 功率電子開關電路2</p>

15、;<p>　　1.2 無刷直流電機的工作原理3</p><p>　　1.3 無位置傳感器控制基本原理5</p><p>　　第2章 無刷直流電機的卡爾曼濾波算法6</p><p>　　2.1 卡爾曼濾波算法的概述6</p><p>　　2.1.1 Kalman濾波傳統(tǒng)算法的優(yōu)勢及缺陷分析7</p><

16、;p>　　2.1.2 卡爾曼濾波算法的推廣8</p><p>　　2.2 卡爾曼濾波算法在無刷直流電機中的應用9</p><p>　　第3章 無傳感器無刷直流電機系統(tǒng)軟硬件設計及控制策略13</p><p>　　3.1 硬件系統(tǒng)設計13</p><p>　　3.1.1 數(shù)據(jù)處理板13</p><p>　

17、　3.1.2 功率驅(qū)動板14</p><p>　　3.2 軟件系統(tǒng)設計17</p><p>　　3.2.1 軟件開發(fā)流程17</p><p>　　3.2.2 主程序17</p><p>　　3.2.3 ADC中斷服務子程序18</p><p>　　3.2.4 PWM中斷服務子程序19</p>

18、<p>　　3.3 無傳感器三閉環(huán)控制策略20</p><p>　　3.3.1 位置環(huán)21</p><p>　　3.3.2 電流環(huán)22</p><p>　　3.3.3 速度環(huán)22</p><p>　　3.3.4 PWM波形生成策略23</p><p>　　3.3.5 無刷直流電機的啟動25<

19、/p><p>　　第4章 無刷直流電機調(diào)速系統(tǒng)仿真及實驗結(jié)果26</p><p>　　4.1 Kalman濾波算法的仿真27</p><p>　　4.2 電機運行實驗結(jié)果29</p><p>　　第5章 無刷直流電機諧波轉(zhuǎn)矩的研究及抑制30</p><p>　　5.1 諧波轉(zhuǎn)矩的研究30</p>&

20、lt;p>　　5.2 電機定轉(zhuǎn)子磁勢和氣隙磁導30</p><p>　　5.3 補償電流法抑制轉(zhuǎn)矩波動31</p><p>　　5.3.1 定于磁勢的諧波分析32</p><p>　　5.3.2 轉(zhuǎn)子磁場的諧波分析32</p><p>　　5.3.3 電磁轉(zhuǎn)矩諧波分析32</p><p>　　5.4 轉(zhuǎn)

21、矩波動抑制小結(jié)35</p><p>　　第6章 TMS320F240及驅(qū)動器件的概述36</p><p>　　6.1 DSP控制器——TMS320F24036</p><p>　　6.1.1 概述36</p><p>　　6.1.2 CPU部分36</p><p>　　6.1.3 片內(nèi)外設36</p&

22、gt;<p>　　6.2 柵極驅(qū)動器件——IR213037</p><p>　　6.2.1 主要特點37</p><p>　　6.2.2 引腳功能38</p><p>　　6.2.3 注意事項39</p><p>　　6.3 功率MOS管——IRFZ44N39</p><p>　　6.4精密線性

23、光耦合器——TIL30040</p><p>　　6.4.1主要特點41</p><p>　　6.4.2 應用電路的參數(shù)41</p><p><b>　　結(jié)論43</b></p><p><b>　　致謝44</b></p><p><b>　　參考文獻

24、45</b></p><p><b>　　引言</b></p><p>　　電動機的作用是把機械能和電能互相轉(zhuǎn)化從而使電機轉(zhuǎn)動，電動機的使用在很多方面都是很必要的大大影響了國民經(jīng)濟的命脈和人民的日常生活中。電動機的容量小到幾瓦大到幾千瓦。因此按主要結(jié)構(gòu)和運行方式分為：同步、異步和直流電動機。其中直流電機因其高效、易于調(diào)節(jié)等優(yōu)點在電氣產(chǎn)業(yè)得到了廣泛運用。但它

25、也存在著問題，它結(jié)構(gòu)中的電刷和換相器在運行過程中會因為摩擦產(chǎn)生不必要的電火花、電磁干擾以及噪音等。直流電機的換相器一般都是用的傳統(tǒng)的機械換相，機械換相的使用會大大增加電機的生產(chǎn)和制造成本，后期維護也相對困難。因為上述的問題，所以技術(shù)更新因此設計制造出新型的無刷直流電機。它的結(jié)構(gòu)主要考的是換相方式的改變，老式的使用的機械的換相 ，電子換相的使用可以擴大直流電機優(yōu)于交流電機的優(yōu)點，還能解決電機的尺寸，啟動過程中的穩(wěn)定和如果損壞帶來的維護等問

26、題。更因為電機的發(fā)展趨向。無傳感無刷直流電機因為數(shù)字DSP芯片提供的控制，體積和穩(wěn)定性得到了進一步提高。因此，本課題主要就是對著兩個方面的研究。</p><p>　　無刷直流電機運用十分廣泛。隨著科學技術(shù)的迅速發(fā)展。電機控制所用的單片機以及DSP的功能種類越來越豐富，運行和控制得到質(zhì)變。而且生產(chǎn)的成本越趨近與廉價。例如美國TI公司出品的TMS320X240系列DSP芯片，其內(nèi)部具有電機控制單元，功能強大，單條指令

27、的運算時間達到了25ns，速度是普通MCU的50倍，并且內(nèi)部具有數(shù)字信號處理單元以及高速的數(shù)模轉(zhuǎn)換單元[6]。利用剛才所說的硬件。Kalman濾波、模糊控制和神經(jīng)元控制、自適應控制等得到很好的隨時進行控制和監(jiān)控，因此提高了系統(tǒng)所需要的精準度和隨時可以控制性本文還介紹了用TMS320F240的元器件進行的對具有無位置傳感器的無刷直流電機的操作系統(tǒng)的控制，并以此工具性能進行對系統(tǒng)的數(shù)據(jù)的處理分析和解答。</p><p&g

28、t;　　本論文用電機為參考研究對象，并以以DSP芯片TMS320LF240為微處理器，作為研究的硬件支持，外面以適當?shù)尿?qū)動輔助來保護電路制造設計了軟件和硬件的調(diào)速系統(tǒng)。采用卡爾曼濾波算法在線估算出轉(zhuǎn)子實時所在的位置。系統(tǒng)的運行采用了三閉環(huán)控制，采用了經(jīng)典的比例積分控制的規(guī)律、模糊和單神經(jīng)元控制的精確算法和用了卡爾曼濾波算法來估計轉(zhuǎn)子位置，因而取得良好的運行效果。</p><p>　　第1章 無刷直流電機的結(jié)構(gòu)及原

29、理 </p><p>　　1.1 無刷直流電機的基本結(jié)構(gòu)</p><p>　　無刷直流電機主要由電動機本體、位置傳感器和功率電子開關電路三部分組成，其原理圖如圖1.1所示[2]。</p><p>　　圖1.1 無刷直流電動機原理圖</p><p>　　1.1.1 電動機本體</p><p>　　電機中轉(zhuǎn)子用磁性材料制

30、成，這與永磁同步伺服電動機有永磁體相當有固定磁極對數(shù)的有相同之處。構(gòu)成無刷直流電機的轉(zhuǎn)子有：凸級式和嵌入式，二種方式有明顯的同，在于材料運用在轉(zhuǎn)子表面和轉(zhuǎn)子鐵芯放置方法的不同。因此產(chǎn)生梯形波的感應電動勢，我們應該采用的是轉(zhuǎn)子磁鋼形狀如弧形瓦片型。此鋼的特點的是氣隙在轉(zhuǎn)子上均勻分布，所導致產(chǎn)生的磁場和按要求的梯形磁場分布一致。那么定子上就會產(chǎn)生電樞。以上所說的是本文研究對線方波無刷直流電動機。次電動機的原理和控制方法如上面所敘述。<

31、/p><p>　　1.1.2 位置傳感器</p><p>　　位置傳感器采用霍爾元件的特性所制造出來的。傳感器的作用是能測量出電動機主轉(zhuǎn)子在啟動運行的過程中所對應的位置，從而記錄下轉(zhuǎn)子磁極的感應位置，從而把這種位置轉(zhuǎn)化為電信號輸出，從而實現(xiàn)控制邏輯開關的要求換相的位置這樣來控制電路的通斷轉(zhuǎn)態(tài)。所導致轉(zhuǎn)子位置會隨著通斷狀態(tài)的繞組中的電流按規(guī)律換相。從而在氣隙中生產(chǎn)旋轉(zhuǎn)型的進步式磁場，來帶動擁有永

32、磁材料的轉(zhuǎn)子運動而不停滯。這也是無刷直流電動機的重要部件，也是區(qū)分電機有無刷電機的重要組成部分。</p><p>　　1.1.3 功率電子開關電路</p><p>　　轉(zhuǎn)子位置信息通過轉(zhuǎn)子位置傳感器的檢測，從而得到1個有規(guī)律的邏輯。根據(jù)逆變器的原理，從而激活功率開關元器件。因為無刷直流電機需要2個元器件電刷和換相器互相作用，因此需要檢測到轉(zhuǎn)子的位置，并以數(shù)據(jù)或者代碼的形勢進行處理然后。然后

33、根據(jù)處理后的信息，從而去激活或者觸發(fā)末級功率開關管。</p><p>　　1.2 無刷直流電機的工作原理</p><p>　　當電動機正常運行過程中，完全是通完電后的電樞繞組中帶來產(chǎn)生的磁場和永磁材料自身的磁場在直流電動機重要的換相的過程中固定保持縱向垂直并在電動機內(nèi)部中產(chǎn)生了轉(zhuǎn)矩。這1原理適用于有無刷直流電動機。因為永磁材料所產(chǎn)生的磁通密度是固定的，所以要保持恒定的轉(zhuǎn)矩，就要通入電樞繞組

34、中的電流是個固定值。然而無刷直流電機要知道轉(zhuǎn)子的位置信息，從而用逆變器來改變功率管的電流方向，這樣轉(zhuǎn)子和定子從而同步運行。</p><p>　　隨著轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動，位置傳感器不斷地送出信號，以改變電樞的通電狀態(tài)使得在同一磁極下的導體中的電流方向不變，因此，就可產(chǎn)生恒定的轉(zhuǎn)矩使無刷直流電動機運轉(zhuǎn)起來[7]。</p><p>　　由于轉(zhuǎn)子的氣隙磁通為梯形波，由電機學原理[5]，可知，電樞的感應電動

35、勢亦為梯形波，大小與轉(zhuǎn)子磁通和轉(zhuǎn)速成正比。其中無刷電機上的控制逆變器的通斷時間，要使其電動機的三相電樞繞組上電流波形為120°的方波每項，而且反電動勢波形為梯形的120°。滿足這樣的條件后，轉(zhuǎn)矩不會減小也不會產(chǎn)生很大的轉(zhuǎn)矩脈動。無刷直流電動機的三相主回路有2種。三相半控電路極其簡易，每項繞組控制三分之一的通斷時間，因此每次可控硅控制單項的通斷時，另外的時間都處于斷路時間狀態(tài)，工作效率偏低。在此運行過程中轉(zhuǎn)矩的波動較大

36、，從Tm/2到Tm。所以我們放棄三相半控電路而采用三相全控式電路。圖1.2示出三相全控電路的原理圖，該電路中，電動機的繞組的聯(lián)結(jié)方式為星型。V1、V2……V6為六個功率器件，起繞組的開關作用。同時我們采用了兩兩通電方式，這種方式是指每一個瞬間有兩個功率管導通，每隔1/6周期(60°電角度)來換相一次，每次換相一個功率管，每一功率管導通120°的電角度。各功率管按V1V4→V1V6→V3V6→V3V2→V5V2→V5V

37、4的順序?qū)╗12]。</p><p>　　圖1.2 無刷直流電動機三相全控電路原理圖</p><p>　　同一相的電動勢和電流波形及三相電流如圖1.3和圖1.4所示。</p><p><b>　　ωt</b></p><p>　　圖1.3 A相的電動勢和電流波形</p><p>　　圖1.4

38、 三相電流波形</p><p>　　1.3 無位置傳感器控制基本原理</p><p>　　由主回路圖1.2無刷電機的控制可知，無刷直流電動機的運行方式，用霍爾元件檢測轉(zhuǎn)子位置，此辦法雖好。但嚴重影響了制造電機的工序和電機運行時的安全可靠性，也影響了電機的尺寸，因為霍爾元件的接入，電動機中的線路會因為此元件導致過多，影響或者干擾電機運行。所以對種影響，無位置傳感器無刷直流電機必須放棄這種霍

39、爾元件這種檢查的，實現(xiàn)換相的方式。</p><p>　　在方波無刷直流電機中，繞組的反電勢(即發(fā)電機電勢，也稱勵磁電勢)通常是正負交變的梯形波，如圖1.5所示。當某相反電勢過零時，轉(zhuǎn)子直軸與該相繞組軸線重合。因此，要知轉(zhuǎn)子的若干個關鍵位置只要檢測到各相反電勢的過零點，這樣就可以省去了傳統(tǒng)的外置式轉(zhuǎn)子位置檢測器，這就是電機反電勢法無傳感器控制的基本原理。</p><p>　　這就是方波無刷直

40、流電機的“最佳換相邏輯”。</p><p>　　圖1.5 反電勢波形</p><p>　　對于120°方波型無刷直流電機而言，在換相過程中的任意時刻總有一相繞組懸空，其相電壓等于總的感應電勢。假設電樞反應對氣隙磁場的影響可以忽略，則繞組中總的感應電勢等于反電勢；而反電勢的過零點通常就發(fā)生在繞組懸空期間。為保證產(chǎn)生了最大平均電磁轉(zhuǎn)矩，通常在檢測到反電勢過零點時刻后，延遲1/12周

41、期的時間后再改變逆變器功率器件的觸發(fā)狀態(tài)。根據(jù)對稱性，只要能夠測出各相繞組反電勢的過零時刻并作適當延時，就可確定方波無刷直流電動機的換流時序，保證電機運行在自同步方式[11]。</p><p>　　第2章 無刷直流電機的卡爾曼濾波算法</p><p>　　2.1 卡爾曼濾波算法的概述</p><p>　　卡爾曼濾波算法由上個世紀60年代由R.E.卡爾曼和R.S.布什

42、提出的一種狀態(tài)空間描述方法，其理論特點是在時間段上系統(tǒng)的改變記錄下關系，得到一整套遞推計算公式，這種方式叫時域方法。這種方法很適用于電子計算機的使用，實踐證明其方式估計值有足夠的精確度，從而被廣泛應用。卡爾曼首先成功地運用狀態(tài)空間的概念，從而改變?yōu)V波問題的一般描述，描述指出不是要求直接給出信號過程的二階特性或頻譜密度函數(shù)，而是把信號處理成類似與線性關系內(nèi)均勻分布，并且把這種總結(jié)歸納成數(shù)學模型進行分析輸出輸入。這種方式進行的數(shù)據(jù)整合并進行

43、的數(shù)學模型得到的線性遞推，在相當?shù)某潭壬希コ舜罅康膶?shù)據(jù)的觀察和統(tǒng)計，以截取有限的時間段內(nèi)的數(shù)據(jù)來進行數(shù)據(jù)處理和分析，當新的數(shù)據(jù)出現(xiàn)后，根據(jù)此原理就可以得到新的值進行估計算法。因而它省去了大量繁瑣的數(shù)據(jù)統(tǒng)計，直接客觀的體現(xiàn)，具有迭代的優(yōu)點，特別廣泛運于計算機的在線估算[3] 。</p><p>　　設一個隨機過程的狀態(tài)方程和觀測模型分別為：</p><p><b>　?。?）

44、</b></p><p>　　式（1）中，為系統(tǒng)狀態(tài)矢量，為系統(tǒng)噪聲矢量。為系數(shù)矩陣。</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　則其濾波運算過程為:</p><p><b>　　（3）</b></p><p><b>　　觀測噪音

45、矢量：</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p><b>　　預測誤差方差陣：</b></p><p><b>　　（5）</b></p><p><b>　　增益算法：</b></p><p>

46、;<b>　?。?）</b></p><p><b>　　濾波誤差方差陣：</b></p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　上述公式中，是單位矩陣，是的方差陣，是的方差陣。</p><p>　　2.1.1 Kalman濾波傳統(tǒng)算法的優(yōu)勢及缺陷分析<

47、/p><p>　　Kalman濾波算法中能當觀察后信號處理成數(shù)據(jù)后在線性關系中呈現(xiàn)正態(tài)分布時，能有效的發(fā)揮其在非穩(wěn)定的過程中的作用。在這過程中產(chǎn)生的預測誤差方差、Kalman濾波增益、濾波誤差方差都可以從此處提取出來進行不要的離線處理計算。就好比，雷達在跟蹤目標運動過程軌跡中，物體的運行狀態(tài)和測量器所測量后計算的方程是以線性分布的，在線性上產(chǎn)生零均值高斯分布時候，那么KaLman就可以計算，滿足每個線性上的方差最低要

48、求。</p><p>　　通過具體實踐我們可以將Kalman濾波</p><p>　　傳統(tǒng)算法的優(yōu)勢歸納為以下幾點：</p><p>　?。?）kalman濾波計算機制是按照當前的具體事件進行數(shù)據(jù)精細處理，嚴謹?shù)膶y量數(shù)據(jù)處理按物理性原則。</p><p>　?。?）為了對問題進行細致的處理，通過建Kalman濾波遞推關系理論模型，這樣可以得

49、到更加精確，可信度高的處理和建模。模型越準確，效果越好。</p><p>　?。?）對Kalman濾波結(jié)果檢驗最好用其誤差函數(shù)，即給出 ，這樣可以分析結(jié)果的準確程度。經(jīng)典Kalman濾波理論限于處理狀態(tài)噪聲和觀測噪聲均為白噪聲，且它們在相同時刻是相關的系統(tǒng);這種系統(tǒng)不能滿足理論和應用的要求。雖然用增廣狀態(tài)方法可處理帶有色噪聲系統(tǒng)，但由于狀態(tài)維數(shù)增加卻大大增加了計算負擔。同時，雷達目標跟蹤在實際應用中，目標的狀態(tài)方

50、程通常采用直角坐標描述，傳感器的狀態(tài)方程一般采用了極坐標描述，坐標轉(zhuǎn)換后的觀測噪聲不再是以零均值高斯分布。這樣，濾波算法往往需要在線計算，而Kalman濾波算法中固有的矩陣求逆運算將占用相當?shù)臅r間和資源。對于一些復雜的應用，比如狀態(tài)量比較多的情況，計算量的問題始終存在。 </p><p>　　卡爾曼濾波器的結(jié)構(gòu)框圖如圖2.1所示。</p><p>　　圖2.1 卡爾曼濾波結(jié)構(gòu)圖 <

51、/p><p>　　2.1.2 卡爾曼濾波算法的推廣</p><p>　　電動機是的反電勢觀察過程中，不難發(fā)現(xiàn)其表達式不是1個線性的。因此我們研究的電動機也不是，所以我們用卡爾曼濾波公式的小部分來進行計算：</p><p>　　考慮如下非線性系統(tǒng)的觀測方程：</p><p><b>　?。?）</b></p>&

52、lt;p>　　這里給出一種近似算法，即采用圍繞最新狀態(tài)估計值線性化方法。在預測估計附近將以h展開成泰勒級數(shù)來取其線性項，又得其近似表達式：</p><p><b>　?。?）</b></p><p>　　其中：為Jacobian矩陣，定義為：</p><p>　　在得到以上的線性公式后，我們可以對其非線性的系統(tǒng)進行卡爾曼濾波遞推計算。&l

53、t;/p><p>　?。ㄓ址Q推廣的卡爾曼濾波器公式）如下:</p><p>　　預測公式： (10)</p><p>　　濾波公式： (11)</p><p>　　濾波增益：

54、 (12)</p><p>　　預測誤差協(xié)方差陣： (13)</p><p>　　濾波誤差協(xié)方差陣： (14)</p><p>　　2.2 卡爾曼濾波算法在無刷直流電機中的應用</p><p>　　下面考慮所要研究的無位置傳

55、感器無刷直流電機的卡爾曼濾波算法模型，該模型中觀測量為反電勢，其波形如圖2.2，無刷電機的控制主回路如圖1.2。</p><p>　　圖2.2 反電勢波形及功率管導通時序</p><p>　　由于采用了兩兩導通的方式，因而每一時刻的三相定子繞組只有兩相導通，圖2.3為此對應于圖2.2中的θ從-2/3到-/3的示意圖，此時此刻的C相繞組不導通，對應功率管V1、V4導通。</p>

56、<p>　　由電機學知識中的“端電壓”法原理可知，某相的反電勢的取得是在該相相電流為零的情況(即截止情況)下得到的。圖2.4是C相截止時等效圖。</p><p>　　圖2.3 C相截止時無刷直流電機模型解剖圖 </p><p>　　圖2.4 C相截止時等效電路圖 </p><p>　　結(jié)合圖2.4及文獻[4]，可得如下方程：</p>

57、<p><b>　?。?5）</b></p><p><b>　?。?6）</b></p><p><b>　　（17）</b></p><p><b>　　式中 ; ; </b></p><p><b>　　各相反電勢為：<

58、/b></p><p><b>　?。?8）</b></p><p><b>　?。?9）</b></p><p>　?。?0） </p><p>　　這些反電勢需要根據(jù)式（12）--（14）算出來作為觀測量。</p><p><b>　　根據(jù)電機

59、運動方程：</b></p><p>　?。?1） </p><p>　　可得經(jīng)離散化后的狀態(tài)方程：</p><p><b>　　（22）</b></p><p>　　其中：Uk為轉(zhuǎn)矩輸入，T為采用時間，Wk為系統(tǒng)噪聲，Vk為量測噪聲。</p><p>

60、　　觀測方程（以反電勢作為輸出進行觀測）：</p><p><b>　　（23）</b></p><p>　　由公式（18）--（20）可知，這是一個非線性動態(tài)模型，所以采用圍繞最新狀態(tài)估計值性化方法。H為Jacobian矩陣，得：</p><p>　　其中 （24） &l

61、t;/p><p><b>　?。?5）</b></p><p>　　由式（18）--（20）中各相反電勢是在對應相的相電流為零情況下可得到知，在某個時間段某個相位斷去時，可以得以它的反電勢的觀察得到的輸出數(shù)值。當另一相切換截止時，因而要用另一種方式的表達式來計算其反電勢值的數(shù)值。</p><p>　　由式（22）并結(jié)合前述的推導過程可得卡爾曼濾波算

62、法模型。又由于前面文章分析中得到無刷直流電機的kalman遞推公式中各個向量的維數(shù)定義如下： </p><p><b>　　另外</b></p><p>　　將上式代入Kalman遞推公式中展開得到：</p><p><b&

63、gt;　?。?6）</b></p><p><b>　?。?7）</b></p><p><b>　　（28）</b></p><p><b>　　空間位置遞推公式：</b></p><p><b>　?。?9）</b></p>

64、<p>　　角速度及空間位置的預測方程為：</p><p><b>　?。?0）</b></p><p><b>　?。?1）</b></p><p>　　第3章 無傳感器無刷直流電機系統(tǒng)軟硬件設計及控制策略</p><p>　　3.1 硬件系統(tǒng)設計</p><p>

65、;　　硬件系統(tǒng)由數(shù)據(jù)處理版塊和功能驅(qū)動版塊所構(gòu)成，之間相互聯(lián)系互相處理如圖3.1所表示的那樣從而構(gòu)建了硬件系統(tǒng)。然而功率驅(qū)動板進行電機三相端電壓的采樣和電流采樣，并進行濾波的分壓處理，且對六路 PWM輸出信號進行放大，驅(qū)動功率開關器件。DSP芯片的六路PWM口輸出為三相互差120゜電角度的方波電流，則PWM輸出信號經(jīng)精密線性光隔給功率MOS管驅(qū)動電路IR2130來驅(qū)動功率MOS器件IRFZ44，并以六片功率MOS管IRFZ44驅(qū)動電機

66、。兩塊印刷板之間通過雙排34芯電纜連接，分別傳輸A/D采樣信號和PWM輸出信號。</p><p>　　圖3.1 硬件系統(tǒng)框圖</p><p>　　3.1.1 數(shù)據(jù)處理板</p><p>　　數(shù)據(jù)處理版塊需要芯片的處理周期在1定的高頻狀態(tài)下，因此50ns的TMS320F240美國德州儀器公司生產(chǎn)的芯片就能使用并以其作為數(shù)據(jù)處理核心，這芯片不僅提供較強的計算能力以外，

67、還能針對電機控制提供了專門的用于電機驅(qū)動的外設。此芯片配置中有滿足隨時對電機三相端電壓和電流的采集樣本的要求 ，因此各8路10位的6.6us的A/D轉(zhuǎn)換器尤其重要。還因為芯片的特點是其內(nèi)部時鐘模塊讓DSP主時為20MHZ歸功于起提供的晶振具有10MHZ的頻率。</p><p>　　電板上具有和計算機相連的數(shù)據(jù)接口，這樣我們可以在計算機上進行實時的數(shù)據(jù)分析還能在線的下載有關數(shù)據(jù)的調(diào)試程序，從而減輕的計算負擔提高了效

68、率。減少了開發(fā)的時間。在數(shù)據(jù)處理板上還設計了RS232接口，通過串行數(shù)據(jù)電纜，由計算機可以對電機的進行遠程控制。板上SRAM為靜態(tài)RAM芯片—IS61C1024-15，每片128Kx8位，用來存儲程序和立即操作數(shù)。SRAM的芯片是美國矽成公司(1SSl)的，存取時間為15ns，可以和DSP配合使用。GAL是AMD公司的可編程邏輯陣列器件，起對片外SRAM的選址、片選等譯碼作用。</p><p>　　板上還留了一些

69、擴展接口，如：數(shù)據(jù)和地址線接口等。以備今后不同的用途。</p><p>　　3.1.2 功率驅(qū)動板</p><p>　　功率驅(qū)動板上包含功率逆變器電路、MOSFET管前級驅(qū)動電路IR2130、光耦電路、端電壓及電流A/D采樣電路，原理圖見圖3.2。功率主電路的功能是將DSP輸出的數(shù)字控制信號轉(zhuǎn)化成為模擬信號，并對其進行放大，驅(qū)動逆變電路的MOSFET的開斷，實現(xiàn)給電機正確供電的功能[3]。

70、</p><p>　　圖3.2 驅(qū)動電路原理圖 </p><p><b>　?。?）逆變器電路</b></p><p>　　功率逆變器以兩相導通Y形三相六狀態(tài)的聯(lián)結(jié)方法為常用接法，它的主電路與繞組聯(lián)結(jié)形式以及電機功率因素有密切的聯(lián)系。對于功率逆變器來說，它的電路結(jié)構(gòu)主要以功率開關管為它的主要部分

71、。按目前市面上，本文研究的無刷直流電動機所用的逆變功率開關主要以 MOSFET 和IGBT兩種為主。</p><p>　　無刷直流電動機的控制和啟動驅(qū)動電路采用的是三相橋式全控電路的方式，它的繞組方式是以星型連接方式為主，采用的電機額定電壓是36v，具有外轉(zhuǎn)子的結(jié)構(gòu)，每個電機每相含有的磁極個數(shù)為8個也就是極對數(shù)，當電機運行1周的旋轉(zhuǎn)運動時，所需要換相48次。逆變器采用由6片N溝道MOSFET管IRFZ44N構(gòu)成的

72、上下橋式驅(qū)動電路，如圖3.3所示。</p><p>　　圖3.3 IRFZ44N構(gòu)成的上下橋式驅(qū)動電路</p><p><b>　　（2）光耦電路</b></p><p>　　因為DSP輸出端為高速的脈沖波形具有PWM的特性。因此我們必須要選用較高靈敏度的光耦才能用IR2130對此波形的規(guī)律要求，因此TTL300并用運用于此，其特點和原理是用

73、1個LED發(fā)射出紅外光照射在隔離反饋光二極管和輸出光二極管所產(chǎn)生的信號為原理所構(gòu)成的。</p><p>　　其中反饋光二極管的作用是吸收LED后，產(chǎn)生信號從而控制調(diào)節(jié)LED的驅(qū)動電流，以至于可以彌補LED中帶來的溫度時間的非特性特征。而輸出光二極管的作用是使二極管的輸出信號與LED放出的光的光量的數(shù)據(jù)，進行數(shù)據(jù)線性對比。本論文用到了6個光耦，電路如圖3.4所表示的那樣。</p><p>　

74、　圖3.4 一個光耦應用電路</p><p>　?。?）端電壓及電流采樣電路</p><p>　　如圖3.5所表示，電流檢測可以通過檢測分流電阻兩端壓降得到，分流電阻的大小根據(jù)最大允許輸入的電流限值來取，以分流電壓為0．5V為基準。在本次實驗電路中，設計的最大允許輸入電流上限值為5A，分流電阻采用了0.1Ω、8W的線繞電阻。由于IR2130中的ITRIP端的輸入閥值電壓為0.5V，當在分

75、流電阻上的壓降大于0.5V時，IR2130內(nèi)部的比較器會迅速翻轉(zhuǎn)，從而促使IR2130內(nèi)部的故障處理單元輸出的低電平，使IR2130的輸出全為低電平，保證六個功率MOS器件的柵源極迅速的反偏而全部截止，從而可有效保護功率管。由于TMS320F240的A/D輸入信號范圍為0—5V，而電流采樣信號比較小，必須進行放大。按照需要，作者采用德州公司的單電源高精度集成運放TLC279同相放大10倍。端電壓檢測采用電阻分壓檢測，直流總線上電壓為36

76、V，所以端電壓檢測的極限值為36V，相對應的轉(zhuǎn)化為5V，所以分壓比為0.14。</p><p>　　圖3.5 一相的端電壓及電流采樣電路</p><p>　　3.2 軟件系統(tǒng)設計</p><p>　　3.2.1 軟件開發(fā)流程</p><p>　　軟件開發(fā)流程圖如圖3.6所示。用戶可以使用任何一種文本編輯器或C語言編輯器生成源程序，經(jīng)過編譯后

77、生成列表文件(.1ist文件)和目標文件(.obj-COFF文件)，再使用鏈接器鏈接目標文件和命令文件(命令文件確定存儲器的映射地址)來生成可執(zhí)行的輸出文件(.out文件)。經(jīng)這些過后，用戶方可以在軟件的集成開發(fā)環(huán)境下對其目標系統(tǒng)進行程序調(diào)試。當調(diào)試完成以后，可將程序?qū)懭胄酒腥8]。</p><p>　　圖3.6 軟件開發(fā)流程圖</p><p><b>　　3.2.2 主程序

78、</b></p><p>　　如圖3.7所示，在主程序中首先完成對TMS320F240內(nèi)部的事件管理器(EV)寄存器初始化(包括定時器寄存器、中斷控制寄存器、PWM控制寄存器等的初始化)、時鐘模塊的初始化(主要設定CPU工作主時鐘和系統(tǒng)總線時鐘)及各變量的初始化，PWM輸出控制關斷所有功率器件。然后進入電機啟動的預定位階段時，這一過程結(jié)束后，電機的運行正式則進入無位置傳感器的三閉環(huán)控制階段中。<

79、/p><p>　　圖3.7 主程序流程圖</p><p>　　3.2.3 ADC中斷服務子程序</p><p>　　在AD中斷服務程序內(nèi)，DSP需要完成讀入相電流、三相端電壓、速度閉環(huán)校正、電流環(huán)校正、轉(zhuǎn)子空間位置計算、轉(zhuǎn)子速度計算等工作。流程圖如圖3.7所示。</p><p>　　流程圖中的變量說明：</p><p>　

80、　V1、V2、V3：三相端電壓采樣值。</p><p>　　STALL： 預定位結(jié)束標志，置1時表示預定位過程結(jié)束。</p><p>　　B2COUNT： 30゜電角度的相位偏移時間計數(shù)器，作換相用（即計算到換點后，延時30゜電角度再換相）。</p><p>　　BCOUNT： 記錄偏移時間的計數(shù)器。</p><p>　　Flag

81、up： 初始化為零，一個電角度周期結(jié)束置1</p><p>　　Speedcount： 用來計數(shù)判斷是否要進行速度環(huán)校正。</p><p>　　Flagcur： 判斷是否需要更新了PWM輸出屬性及PWM周期。</p><p>　　Speedflag： 置1時表明電機第一次偏移時間還未結(jié)束， 進行速度環(huán)調(diào)節(jié)。</p><p>　

82、　AR3： 每50us加1，當一個電角度周期結(jié)束后，該周期就被記錄下來。</p><p>　　Kalman算法中涉及到的矩陣乘法如表3.1所示 </p><p>　　表3.1 算法中的矩陣乘</p><p>　　矩陣運算除了上述的乘法，還有如下運算：加法、減法、除法、轉(zhuǎn)置、求逆。對于矩陣的求逆，采用下面的公式：</p><

83、;p><b>　　（32）</b></p><p>　　當然，這個公式的運算要涉及到計算矩陣的伴隨陣、求矩陣的值和矩陣除法運算。</p><p>　　在做除法時，如果直接簡單地用矩陣中的數(shù)除以常數(shù)，數(shù)據(jù)會很不精明。為了避免這個問題，我們采用了一種叫做“類似浮點運算”的方法[57]，即除以比例因子，可用下式表示：</p><p><b

84、>　?。?3） </b></p><p>　　讓矩陣中的數(shù)先乘以，再將結(jié)果左移K+1次，這樣大大提高了計算精度。</p><p>　　3.2.4 PWM中斷服務子程序</p><p>　　PWM中斷服務子程序流程圖如圖3.8所示。在PWM定時計數(shù)器減為零發(fā)生下溢時，發(fā)生了PWM中斷，當此中斷發(fā)生時，在PWM中斷服務程序中啟動了A/D采樣，如圖3.

85、9所表示。我們設計功率器件開關頻率80KHz，PWM周期則為12.5us。電流控制環(huán)每50us校正一次，即四個PWM周期進入一個電流環(huán)校正周期。A/D采樣的頻率為50us，TMS320F240一次可以選通并采樣兩個A/D信號(電流信號和電壓信號)，CUR—COUNT在PWM中斷服務程序中作為PWM中斷的計數(shù)器，作為進行A/D轉(zhuǎn)換的標志，在每個電流環(huán)校正周期內(nèi)，第一、二個PWM周期(CUR-C01UNT=0，1)，分別兩次啟動A/D轉(zhuǎn)換，

86、由下面A/D中斷服務程序判斷是采樣相電流、一相端電壓，還是采樣其余兩相端電壓[9]。剩下兩個周期，存儲數(shù)據(jù)準備下一個循環(huán)。</p><p>　　圖3.8 PWM中斷服務子程序</p><p>　　圖3.9 PWM中斷示意圖 </p><p>　　3.3 無傳感器三閉環(huán)控制策略</p><p>　　本系統(tǒng)采用全數(shù)字三閉環(huán)控制，即電流環(huán)、速度

87、環(huán)、位置環(huán)。1個模糊控制器和1個單神經(jīng)元自適應控制器構(gòu)成的速度調(diào)節(jié)器，在大誤差范圍內(nèi)可采用模糊控制，在小誤差范圍內(nèi)采用的是單神經(jīng)元自適應控制。由于可以得到每兩次換相之間的時間，兩次換相之間電機轉(zhuǎn)過60゜的電角度，所以轉(zhuǎn)子電角速度可以由得到?？刂葡到y(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3.10所示。當轉(zhuǎn)速尚未達到給定轉(zhuǎn)速之前，模糊控制器起作用；當轉(zhuǎn)速達到給定值之后，由單神經(jīng)元自適應控制器起作用。模糊控制器的輸入是轉(zhuǎn)速的偏差和偏差的變化率，輸出是電流的給定值。根據(jù)被控

88、對象的輸出轉(zhuǎn)速的響應總結(jié)出轉(zhuǎn)速的模糊控制規(guī)則，形成模糊控制表。</p><p>　　圖3.10 無位置傳感器控制結(jié)構(gòu)示意圖</p><p>　　3.3.1位置環(huán) </p><p>　　無刷直流電機無傳感器控制系統(tǒng)的最內(nèi)環(huán)為位置環(huán)，用來檢測轉(zhuǎn)子的位置。因為只有知道了轉(zhuǎn)子的確切位置才能切換定子電流的換相。在本文的設計系統(tǒng)中，最內(nèi)環(huán)就是通過Kalman濾波遞推算法在線

89、算出轉(zhuǎn)子位置和速度。Kalman濾波算法的參數(shù)預測的過程如圖3.11所示。</p><p>　　圖3.11 Kalman遞推算法順序示意圖</p><p><b>　　3.3.2 電流環(huán)</b></p><p>　　電流環(huán)控制是通過改變脈寬調(diào)制信號來實現(xiàn)的，因為開關頻率設為80KHz，PWM周期固定，改變的是占空比。為了防止調(diào)節(jié)過程中產(chǎn)生過高

90、的沖擊電流，所以對調(diào)節(jié)電流設置上限。</p><p>　　下面給出電流調(diào)節(jié)子程序部分原匯編代碼：</p><p>　　LACC ADCFIFO1，10 ；電流采樣Idc存入ACC高16位</p><p><b>　　LDP #0</b></p><p>　　SACH Idc-errorK ；存

91、儲Idc</p><p>　　SETC SXM</p><p>　　LACC Idc-errorK，5</p><p>　　SUB Idc-ref，5</p><p>　　SACL Idc-errorK ；存儲電流偏差</p><p>　　LT Idc-errorK</p>

92、<p><b>　　MPY #Kp</b></p><p>　　PAC ；Acc=Kp*Current-error</p><p>　　ADD COMP，16 </p><p>　　SACH COMP ；存儲Kp*Current-error+CO

93、MP（k-1）</p><p>　　LACC COMP ；載入更新脈沖寬度</p><p>　　BGZ SUP-LIM ；電六校正限幅</p><p>　　SPLK #0， COMP</p><p>　　B COMP OK</p><p>　　SUP-LIM S

94、UB #0112</p><p>　　BLZ COMP-OK</p><p><b>　　END</b></p><p><b>　　3.3.3 速度環(huán)</b></p><p><b>　?。?）模糊控制器</b></p><p>　　模糊控制器的

95、輸入為轉(zhuǎn)速偏差和偏差變化，輸出為內(nèi)環(huán)電流給定值。模糊控制器設計過程中是先定義輸入輸出變量的模糊集，確定了各變量論域，建立了模糊變量賦值表。根然后據(jù)積累的經(jīng)驗后歸納出若干條控制規(guī)則，再由控制規(guī)則進行其模糊推理，輸出進行反模糊化時，采用了最大隸屬度原則，得到其一張控制查詢表。實時控制時，采用查表法，只需用一條TBLR指令就可得到所需的控制量。</p><p>　?。?）單神經(jīng)元自適應控制器</p>&l

96、t;p>　　由于自適應機構(gòu)要不斷地對被控對象進行在線辯識，因此要求所選用的神經(jīng)網(wǎng)絡結(jié)構(gòu)適合于自適應機構(gòu)的在線學習的工作特性，而且學習速度要快。如果網(wǎng)絡的結(jié)構(gòu)比較復雜的話，那么需要調(diào)整權(quán)重的數(shù)量就較多了，則必然會影響自適應機構(gòu)的學習速度，且多層神經(jīng)網(wǎng)絡的動態(tài)理論運用還不夠完善，所以還是選用1個單神經(jīng)元模型。</p><p>　　神經(jīng)元自適應控制器的狀態(tài)量取為：</p><p><

97、b>　?。?4）</b></p><p><b>　　（35）</b></p><p><b>　?。?6）</b></p><p><b>　　采用的控制算法為：</b></p><p><b>　　（37）</b></p>

98、<p><b>　　（38）</b></p><p>　　i=1，2，3 （39）</p><p>　　式中Umax為轉(zhuǎn)矩電流分量的最大值。由于Xl、X2、X3分別為誤差積分、誤差、誤差微分，用學習規(guī)則調(diào)整各輸入量的權(quán)值，單個神經(jīng)元就相當于變系數(shù)的自適應PID調(diào)節(jié)器?？梢钥闯?，誤差較大時，單神經(jīng)元自適應控制的權(quán)重調(diào)整量很大，使單神經(jīng)元控制的超調(diào)增

99、大。因此，只有在誤差較小時采用單神經(jīng)元自適應控制方可達到較好的效果。</p><p>　　3.3.4 PWM波形生成策略</p><p>　　TMS320F240的事件管理模塊(EV模塊)控制PWM波形輸出。EV模塊中由三個通用(GP)定時器，三個簡單比較的單元，三個全比較單元和脈寬調(diào)制電路等。為了PWM波形中生成對稱波形，連續(xù)加減計數(shù)在GP定時器計數(shù)操作使用，重復定時器每次都要復位到0。

100、這種工作模式一旦啟動，計數(shù)周期就不再需要任何軟件或硬件的干預來重復。在這種模式中，按照定標的時鐘輸入遞增計數(shù)到其周期寄存器的值在GP定時器上，從而改變計數(shù)遞減計數(shù)到0，反復進行下一次操作。這種模式中，周期為2X(TxPR)個定標的定時器輸入時鐘周期，在TMS320F240的12個PWM輸出端口中選中六個全比較PWM輸出引腳，采用PWM模式全比較操模式，并由比較控制寄存器COMMON決定。如圖3.12所表示，一個PWM周期內(nèi)一般都有兩個比

101、較匹配：一在周期匹配前的遞增計數(shù)期間，二在周期匹配之后的遞減計數(shù)器期間。</p><p>　　由于設計的晶振周期為10MHz，時鐘晶振為20MHz，PWM頻率為80kHz，則周期寄存器的值為：</p><p><b>　?。?0）</b></p><p>　　PWM波形初始化程序：</p><p>　　SPLK #01

102、25，TIPER</p><p>　　SPLK #0000h，T1CNT</p><p>　　SPLK #0FFFh，ACTR</p><p>　　SPLK #0508h，DBTCON；因為IR2310有產(chǎn)生死區(qū)的功能，所以這兒死區(qū)時間設為零</p><p>　　SPLK #00125，CMPRI</p><p&g

103、t;　　SPLK #00125，CMPR2</p><p>　　SPLK #00125，CMPR3</p><p>　　SPLK #0287h，COMCON；連續(xù)加減計數(shù)模式，PWM模式</p><p>　　SPLK #8287h，COMCON；COMMON寄存器需要兩次寫入</p><p>　　在電機運行時，始終有兩相通過電流，功率

104、管必須有兩個在工作，其它都關斷，設計中，讓工作中處于下橋臂的MOS功率管始終導通，而位于上橋臂的MOS功率管處于PWM工狀態(tài)。以六種工作狀態(tài)之一為例，在A相截止，C相電流流入，B相電流流出時PWM設置如下面程序所示</p><p>　　LACC COMP；載入比較周期</p><p>　　LDP #0E8h</p><p>　　SPLK #0D3FH，ACT

105、R</p><p>　　SACL CMPR3</p><p>　　SPLK #0FFFH，CMPR2</p><p>　　SPLK #0FFFH，CMPRl</p><p>　　其中：PWM1、PWM2、PWM3、PWM6工作在強制高電平狀態(tài)，PWM4為強制低電平狀態(tài)，PWM5處于PWM模式下低電平有效狀態(tài)（在第一個匹配發(fā)生時，它產(chǎn)生一

106、個從高到低的跳變，在第二個匹配產(chǎn)生時，它生產(chǎn)一個從低到高的跳變）。對照無刷電機的控制主回路可知，PWM4對應B相，PWM6對應C相。值得注意的是由于IR2130是反相驅(qū)動的，當PWM口輸出高電平時，對應的MOS功率管的關斷。所以PWM4工作于低電平則意味著相應MOS功率管的導通。</p><p>　　圖3.12 用全比較單元產(chǎn)生對稱的PWM波形</p><p>　　3.3.5 無刷直流電機

107、的啟動</p><p>　　換相同繞組的電動勢與無刷直流電機的是密切相關的，但電機靜止時，這時候電動勢為零，這樣就沒有換相信號，不可能啟動電機，所以必須強制啟動到一定的速度，使繞組中產(chǎn)生反電勢并切換到閉環(huán)運行方式，完成啟動。無刷直流電機的啟動2種方式：外同步方式和預定位方式。</p><p>　　以變頻方式同步拖動電機轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)，從而產(chǎn)生一定的初速度和電動勢。這種起動方式叫作外同步驅(qū)動方式起

108、動，但這種方式需要專門的脈沖分配電路提供各相導通的控制信號電路較為復雜。</p><p>　　預定位方式起動相對簡單無需額外的控制電路。啟動有2個步驟。第一步為定位，給電機通電狀態(tài)，這時候定子合成磁勢F在空間上有一明確方向，把轉(zhuǎn)子磁極調(diào)整至定子合成磁勢軸線重合的位置，從而實現(xiàn)預定位。第二步為起動，改變通電狀態(tài)，使定子合成磁勢F空間上轉(zhuǎn)至下個位置，在電磁轉(zhuǎn)矩的作用下轉(zhuǎn)子磁極向定子磁勢軸線方向移動，在轉(zhuǎn)動過程中產(chǎn)生電

109、動勢，再切換到自我閉環(huán)運行方式，完成起動。以上分析的定子磁勢空間矢量圖如圖3.13所表示，其中(a)是預定位狀態(tài)， (b)是起動狀態(tài)。</p><p>　　在啟動過程中，在檢測到反電勢前的第一次偏移時間的計算很重要，設置不當易造成啟動失敗，第一次偏移時間的計算可以采用離線計算。</p><p>　　由電機的運動方程: </p><p><b>　　（41）

110、</b></p><p>　　F F Fc </p><p>　　Fa Fb </p><p>　　Fc Fb </p><p

111、>　　Fa ω</p><p>　　(a ) (b )</p><p>　　圖3.13 預定位方式啟動定子磁勢矢量圖</p><p>　　其中：J為轉(zhuǎn)動慣量，為電磁轉(zhuǎn)矩減去負載轉(zhuǎn)矩后的轉(zhuǎn)矩。設啟動初始速度為零，則電機轉(zhuǎn)過一個電角度周期的時間為：T/6，所以啟動時第一次偏移時間為T/6，將它作為參數(shù)存

112、于寄存器內(nèi)。</p><p>　　第4章 無刷直流電機調(diào)速系統(tǒng)仿真及實驗結(jié)果</p><p>　　4.1 Kalman濾波算法的仿真</p><p>　　作者采用作者采用的是一臺三相Y型無刷直流電機，它的參數(shù)如下：額定轉(zhuǎn)速為800轉(zhuǎn)/分，極對數(shù)為8，額定電壓U=36V，額定電流I=3A，定子繞組電阻R=I.125Ω，電樞回路電感L=5.5mH，互感系數(shù)M=0.3mH

113、，電勢常數(shù)Ke=0.0605V/(r.min-1)，額定轉(zhuǎn)速n=800轉(zhuǎn)/分，額定轉(zhuǎn)矩Uk=0.6Nm，轉(zhuǎn)動慣量J=0.0006Kg.m2。仿真參數(shù)：仿真步長Ts=0.005ms；負載轉(zhuǎn)矩TS=3.56N.m；粘滯系數(shù)B=0.0013N/m.s Kalman濾波算法的初始參數(shù)：R=I； Q11=Q22=0.02；Q12=Q21=0；P11=P22 0.015；P12=P21=0。仿真的結(jié)果如圖4.1--圖4.5所示， </p&g

114、t;<p>　　圖4.1 估計的轉(zhuǎn)子速度仿真曲線</p><p>　　圖4.2 估計的轉(zhuǎn)子空間位置仿真曲線</p><p>　　圖4.3 估計的轉(zhuǎn)子電角度仿真曲線</p><p>　　圖4.4 A相相電流仿真曲線</p><p>　　圖4.5 電磁轉(zhuǎn)矩仿真曲線</p><p>　　4.2 電機